На этот раз разбираем цифровые блоки. Цифровая часть состоит из стандартных интерфейсов (PCIe, DDR, USB, SPI, I2C итд), соединить которые на схеме достаточно легко. В связи с этим разбирать будем не только схемотехнику, но и архитектуру.

По традиции, разобранные в прошлыхчастях страницы я удалил из оглавления, а претендентов на сегодняшний разбор выделил красным.

Напоминаю, что разбирать я планирую на более менее продвинутом уровне. Буду выделять в основном интересные моменты, неочевидные нюансы или хорошие решения.

Архитектура

Поскольку в открытом доступе нет информации о точной архитектуре Macbook Pro, предлагаю нарисовать ее самостоятельно исходя из схем.

В качестве процессора используется Intel 9750H. Поискав в интернете несложно найти документацию на него. В нашем случае используется процессор в корпусе BGA1440 совместно с чипсетом (PCH). Итого 2 чипа.

Intel в своей документации показывает следующее подключение:

Intel предлагает использовать встроенную в процессор графику для подключения дисплеев, внешних мониторов и прочего. PCH же используется для периферийных, более медленных устройств (USB порты, аудио, Wi-Fi, BT, камера итд). Apple абсолютно не согласны с такой архитектурой. Камнем преткновения является безопасность данных с накопителей, камер, микрофонов, шифрование и touch ID.

Архитектура Макбука сосредоточена вокруг их собственного SoCа. Процессор от Intel обеспечивает систему скоростными интерфейсами, такими как PCIe G.3, двумя каналами памяти DDR4 x64 и DMI интерфейсом для соединения с PCH (аналог PCIe G.3).

Графика формируется с помощью встроенного eDP в CPU и GPU AMD Radeon 555X. Поскольку в Макбуке есть только разъемы TBT (Thunderbolt), они используются для подключения внешних устройств и мониторов. При подключении мониторов рендеринг графики будет происходить на GPU и передаваться по DP в контроллер, который преобразует его в TBT. При подключении другого устройства, например SSD накопителя, взаимодействие будет происходить с CPU через x4 PCIe. Таким образом, данные идут через PCIe, а графика через DP.

Все взаимодействие с пользователем проходит через SoC от Apple. PCH формирует всего несколько интерфейсов, такие как x1 PCIe, 3x USB2.0, все остальную работу выполняет чип T2, который подключен к PCH по x4 PCIe. К Т2 подключены все 8 SSD по 1x PCIe G.3, аудио кодек, усилители для динамиков, защитный элемент, TouchBar, TrackPad, камера дисплей, все датчики и прочее.

По итогу у меня получилось следующая картина:

После короткого ликбеза по архитектуре приступим к схемe. Для того чтобы лучше разобраться советую иногда возвращаться к блок диаграмме.

5_CPU DMI/PEG/FDI/RSVD

На этой странице подключение CPU к мостам PCIe <-> TBT (2x4), AMD GPU (x8). А также шина DMI для подключения PCH. Стоит заметить, что интерфейс DDI (Digital display interface) остался не подключен. Встроенный DP от CPU мультиплексируется с DP от GPU и подключен к дисплею ноутбука.

Еще одна вещь, которая меня заинтересовала - это название портов PEG (PCIe Graphics). Судя по документации Intel, именно этот порт поддерживает ультранизкое потребление (L2/L3 Power state).

6_CPU Clock/Misc/JTAG/CFG

На это странице расположены подтяжки, которые устанавливаются режим работы CPU, например, разбиение портов (x8, x4, x4). Сигналы тактирования процессора, сигналы для менеджмента (PECI, PROCHOT, PWRGOOD итд), тестовые сигналы (XDP) и JTAG.

7_CPU DDR4 Interfaces

На это странице часть CPU, которая отвечает за DDR. Комментировать особо нечего.

12_PCH RTC/CLK/ESPI/PM

С этой страницы начинается PCH. Он формирует все тактирование для CPU, PCIe EP (SOC, Wi-Fi). Из интересного: разработчики используют резисторы R1251, R1250 для гарантированной работы кварца. R1251 создаст в случае чего условия для осцилляции, а R1250 ограничит ток.

PCH подключен к T2 по eSPI. Это развитие старого LPC. Интерфейс работает на частоте 66Мгц и используется для процесса загрузки, передачи сервисной информации и общения с другими устройствами. Данные с системных шин SPI, SMBus, GPIO уже встроены в eSPI.

13_PCH DMI/JTAG/SPI/HDA

Тут расположена ответная часть интерфейса DMI и формирование сигналов управления для CPU. Заметим, что HDA подключение кодека не используется и выведено лишь на тестовые точки. Опять видим подключение к отладочному/тестовому разъему XDP (JTAG, SPI). PMSYNC, PMDOWN - сигналы, которые используются для общения между CPU и PCH о текущем состоянии процессора (Power state).

14_PCH PCI-E/USB

PCH подключен к Т2 по x4 PCIe и по x1 PCIe к Wi-Fi/BT модулю. 3x USB2.0 идут в Type-C контроллеры, а 4й порт выведен на отладочный разъем и мультиплексируется с другим USB2.0. USB3.0 задействован исключительно для отладки SoC T2 или глобально системы. JTAG ведет к тестовому разъему XDP.

15_PCH GPIO/MISC/NCTF

На этой странице располагаются подтяжки для определения режимов работы системы, в том числе объем DDR.

22_DDR4 SDRAM Channel A 1

23_DDR4 SDRAM Channel A 2

24_DDR4 SDRAM Channel B 1

25_DDR4 SDRAM Channel B 2

8 чипов DDR4 шириной х8 подключены на каналы А и В. Итого получаем 16 чипов:

26_DDR4 Termination

На этом листе у нас терминация DDR. Однополярные адреса и прочие сигналы имеют параллельную терминацию на питание VTT. Средняя точка дифференциального сигнала тактирования, также терминированная на VTT через емкость.

27_USB-C HIGH SPEED 1

Переходим к мосту PCIe/DP <-> TBT. Как уже было рассказано в разделе архитектуры, мосты подключены по x4 PCIe к CPU и по DP к GPU. На выходе у мостов x2 TBT, которые идут на межплатный разъем. Для работы подобных мощных микросхем требуется свой кварц, SPI Flash с конфигураций, которую можно заметить слева на листе.

28_USB-C HIGH SPEED 2

И хоть лист совсем не про high speed, а про питание микросхемы, разберем его. В целом мы уже видели все подобные приемы ранее. Микросхема имеет встроенные силовые ключи для формирования питания самой себе.

30_USB-C PORT CONTROLLER A

На этой странице у нас комбинация цифровых интерфейсов (USB2.0) и силовых ключей. Я нашел контроллер подобный изображенному на листе - TPS65982.

Контроллер самостоятельно формирует себе питания, управляет CC логикой, выдает различные полезные сигналы (превышение напряжения, тока). SoC также имеет возможность давать контроллеру команды по I2C. Сборка ключей Q3100 используется для блокирования проникновения напряжения батареи на шину и наоборот. Можно также заметить закороченные сигналы SENSEP/N, это приведет к деактивации функции измерения тока, но позволит не ставить лишний шунт.

Хочу заметить, что на текущем листе выход USB2.0 не подключен ни к чему. Один из входов мультиплексора USB2.0 подключен к микросхеме еще одного мультиплексора U3000 (видимо также для отладочных целей).

30_USB-C PORT CONTROLLER B

Аналогичный контроллер, но теперь выход и входы мультиплексора USB2.0 подключены к PCH и разъему TBT. GPIO контроллера используется для формирования сигнала OC (Over current), который идет на PCH. Не очень понимаю, как можно формировать подобный сигнал при отсутствии шунта для измерения тока.

36_WIFI/BT: MODULE 1

Модуль WiFi/BT от Murrata (внезапно) подключен к PCH по x1 PCIe, UART. К SoCу он подключен по 2м UARTам. Хотя подключение UART_BT спорное, поскольку у аналогичного модуля выводы I2C не поддерживают режим UART. По традиции у модуля есть свои SPI Flash. Причем 2 разных (для WiFi и BT). У модуля также присутствуют встроенные ключи. С помощью индукторов на схеме он формирует себе напряжение питания. Руководит дискретными сигналами в основном SoC. К модулю подключаются антенны на разный диапазон, которые расположены на других листах.

38_SoC GPIO/SEP/USB/DDR/Test

Переходим к SoCу T2. Аналогичный прием с резисторами R3941, R3940 для осциллятора. С помощью резисторов задается ток драйвера DDR, USB.

39_SoC AOP/AON/SMC

На этой странице расположены аналоговые входы SoCa для измерения токов и напряжений. Присутствуют сигналы от DMIC, I2C, UARTы, различные GPIO. eSPI используется для первичной загрузки PCH при страте системы и передачи служебной информации.

40_SoC ISP/I2C/UART/SPI/I2S

Продолжение периферии SoC. По MIPI подключена камера и дисплей. Для подключения аудио усилителей и кодека используется I2S. UARTы для подключения микросхемы защиты (SE), BT, Wi-Fi. Причем практически везде используется UART к модемными CTS, RTS для контроля потока данных.

41_SoC PCIe

По PCIe SoC соединен напрямую к PCH по 4 лейнам. Также из SoCа выходят 8x1 PCIe к 8-ми SSD чипам. Еще один x1 линк используется для системы Lifeboat. Интернет говорит, что с помощью подключения к разъему Lifeboat возможно спасти данные, если SSD были повреждены. Также хочу отметить, что PCIe Refclk идет на две микросхемы SSD одновременно.

83_SSD0 S4E 0

84_SSD0 S4E 1

85_SSD0 S4E 2

86_SSD0 S4E 3

88_SSD1 S4E 0

89_SSD1 S4E 1

90_SSD1 S4E 2

91_SSD1 S4E 3

На этих страницах располагаются те самые 8 SSD, подключенных к SoC. Все SSD подключены в последовательную цепочку по JTAG для удобства отладки. Опять встречаем трехвыводные конденсаторы с низкой индуктивностью. Выводы ZQ_C, ZQ_N используются для калибровки микросхемы

95_GPU Baffin PCIe

Подключение AMD GPU начинается с PCIe. Как и указано в архитектуре x8 PCIe G.3 идет от CPU. Сигнал EG_VR0_PGOOD формируется из Power good источников GPU и системных 3.3В. А для отладки даже добавили первый светодиод, который я вижу на схеме.

97_GPU Baffin FB

Особо ничего интересного, обычное подключение GDDR5 к GPU. Ток драйвера устанавливается резисторами

99_GDDR5 VRAM FB 1 [104]

100_GDDR5 VRAM FB 2

Подключение самих чипов GDDR. Шина X32 идет на каждый чип, практически аналогично DDR4. Терминация клоков, настройка силы драйверов.

102_GPU Baffin GPIO/CLK/Straps

Различные настройки для GPU, SPI-Flash для загрузки настроек в чип. Также можно заметить тактовый генератор с точностью 20ppm. Хотя опция с кварцем была также доступна.

103_GPU Baffin DP/GPIO

На этом листе расположены управляющие сигналы GPU, DP для мостов PCIe/DP <-> TBT, отладочный JTAG, I2C и немного питания с фильтрами. Справа на листе стоят загадочные конденсаторы CA8800, CA8801 с последовательными резисторами. Возможно, они предназначены для установки полосы PLL либо для фильтрации питания.

93_EDP Mux

Помните eDP с CPU и DP c GPU? Так вот на этой странице они встречаются. Мультиплексор управляет тем, какой интерфейс попадет на дисплей. Также на странице располагается обычный I2C расширитель портов. А еще тут формируется сигнал для сброса дисплея, если PMIC умер. Аналогично с GPU. Если умерли (или просто отключились) источники или пришел сброс для всей платформы, формируется сигнал GPU_RESET_L.

105_USB-C HIGH SPEED 1

106_USB-C HIGH SPEED 2

108_USB-C PORT CONTROLLER A

109_USB-C PORT CONTROLLER B

На этих страницах идет полное повторение ранее разобранных страниц.

Заключение

В этой части я не нашел ни одной критической ошибки. Однако есть некоторые нюансы, которые хотелось бы выделить. Основное и самое важное: SoC подключен к PCH по x4 PCIe G.3, при том к SoC подключено кучу периферии, в том числе и 8x1 PCIe G.3 SSD. Догадываюсь, что расчет на то, что обращение к SSD не будет забирать всю полосу. Скорее всего так и есть. И еще одно. PCH подключен к CPU по DMI, что по факту эквивалентно x4 PCIe G.3. Таким образом, имеем два узких места: соединение PCH <-> CPU и PCH <-> SoC. Теперь становится очевидно, почему Apple перешли на свой процессор. Они закрыли проблему узкого места в интерконнекте и смогли использовать периферию SoC на полную без необходимости пропускать ее через сторонний PCH от Intel.

• 53_Power Sensors High Side
• 54_Power Sensors Load Side
• 55_Power Sensors Extended 1
• 56_Power Sensors Extended 2
• 57_Thermal Sensors
• 58_Power Sensor Extended 3
• 61_Audio Jack Codec
• 62_Audio Left Amplifiers
• 63_Audio Right Amplifiers
• 64_Audio Flex Connectors
• 68_PBUS Supply & Battery Charger
• 79_Power FETs
• 81_LCD Backlight Driver
• 94_GPU PCC
• 48_MESA
• 33_USBC X Connector Support
• 111_USBC T Connector Support
• Выводы

Продолжаем разбор схемы Macbook Pro 15'' на Intel i7. С первой частью можно ознакомиться тут.

Сегодня коснемся аналоговых блоков: датчиков измерения тока, напряжения, температуры. Затронем силовые ключи, схемы защиты и зарядки, аудио и подсветку дисплея. Разобранные в прошлой части страницы я удалил из оглавления, а претендентов на сегодняшний разбор выделил красным.

Напоминаю, что разбирать я планирую на более менее продвинутом уровне. Буду выделять в основном интересные моменты, неочевидные нюансы или хорошие решения.

53_Power Sensors High Side

Начнем с датчиков измерения тока и напряжения. Кстати, хочу заметить, что страницы с измерителями рисовал уже не Силу, а Трой, что можно увидеть из оглавления. Итак, в качестве измерителя тока используется классический INA - дифференциальный усилитель от TI. Исходя из данных на схеме, можно рассчитать выходное напряжение для U5410. При максимальном тока в 3.3А, сопротивлении шунта 5мОм и усилении 200 получаем ровно 3.3В на выходе. Далее стоит делитель в два раза, скорее всего, у PMICа (туда и идет цепь), Vref = 1.8В, что заставляет разработчиков уменьшать напряжение до 1.65В. Но тут возникает вопрос - а зачем делить это напряжение, если можно взять INA с усилением 100 и сразу получить 1.65В? По моему мнению, возможны три причины:

• Схему накопировали из других устройств, не думая об оптимизации, поскольку она уже работала;
• INA с усилением 200 стоит значительно меньше, чем с усилением 100, хотя я в этом сомневаюсь;
• Разработчики таким образом решили увеличить помехозащищенность сигнала. Т.е. по плате от U5410 до U7800 идет дорожка с напряжением 3.3В, деление до 1.65В происходит непосредственно у PMICa. Полученная ошибка при воздействии помех на напряжение 3.3В будет в 2 раза меньше, чем на 1.65В.

Я больше всего склоняюсь к третьему варианту, учитывая указания ставить делитель у PMICa.

В левой части представлены измерители входного напряжения, которые идут в SoC от Apple. На схему даже добавлена таблица для подбора делителей и фильтров для них в зависимости от микросхемы. Чуть ниже Q5480 отвечают за подключение к измерителю напряжения питания датчиков. Скорее всего, это сделано для дополнительной калибровки полученных значений.

54_Power Sensors Load Side

На этой странице видим дифференциальный усилитель U5540 с дискретными компонентами. На + и - приходят соответствующие напряжения с шунтов многофазных источников и суммируются с одинаковым весом. В качестве усилителя используется ISL28133 - чопперный усилитель с Vos = 8мкВ. В целом, довольно логично, учитывая коэффициент усиления равный 141 (дальше еще больше). Ниже у нас уже другой усилитель от LT. Мне искренне не понятно назначение диода, поскольку ОУ выдерживает напряжение до 12В.

Разберем подробнее схему с U5530. В данном случае мы видим тот же дифференциальный усилитель, но с токовым выходом. Для наглядности я промоделировал данную схему. Основная идея - падение напряжения на шунте равно падению на резисторе R3. Разность потенциалов создает ток через R3, равный ((Vsns+)-(Vsns-))/R3. Далее полученный ток проходит через транзистор M1 и превращается в напряжение на R5. Коэффициент усиления R5/R3 = 145. Преимущества такой схемы - передача сигнала током, а не напряжением, за счет этого гораздо сложнее навести шум.

55_Power Sensors Extended 1

На этой странице в основном все те же INA, но есть один блок, заслуживающий внимания. Помните токовый усилитель с прошлой страницы на отдельных компонентах? Так вот, U5670 - тоже самое, только в интегральном исполнении от LT. Принцип работы абсолютно аналогичный, за исключением одной детали. У усилителя от LT есть отдельный вход для измерения (-INS) с током потребления около 0, а есть вход (-INF) который будет насильно потреблять ток вместо -INS. На печатной плате они должны идти дифференциальной парой и разделяться сразу после точки измерения.

56_Power Sensors Extended 2

На этом листе расположился очередной дифференциальный усилитель U5740. Тут его коэффициент усиления составил аж 421. На схеме указано, что напряжение на Vsense = 12mV, при усилении 421 мы получим ровно 5В, а питание у усилителя 3.3В. Очень похоже на ошибку. Еще на схеме присутствуют два SAR АЦП, на них приходят сигналы с датчиков, которым не хватило места на АЦП PMICa.

57_Thermal Sensors

В качестве датчиков температуры используются измерители от TI. Они способны измерять температуру, основываясь на экспоненциальном увеличении падения напряжения на переходе б-э с ростом температуры. Для удобства измерения такие диоды/транзисторы встроены прям в кристалл, например, в GPU, USB-C мост. Хочу отметить, что дискретные транзисторы подобраны не совсем оптимальные. Их бетта довольно сильно гуляет, что может сказаться на точности.

58_Power Sensor Extended 3

Тут все те же INA и делители, которые мы рассматривали ранее.

61_Audio Jack Codec

Аудио кодек от Cirrus. Сразу отмечу огромное количество ферритовых бусин и фильтров разного номинала, что характерно для схем с аудио. В качестве источника используется "Ultra-Low Noise and High PSRR" LDO. В схеме есть намеренное разделение на аналоговую и цифровую землю. Я не всегда поддерживаю такие вещи, но в данном случае тоже считаю это оправданным. В остальном довольно стандартный кодек с I2S интерфейсом и аж двумя внутренними charge pump для формирования отрицательного напряжения. Забавная подпись:

R/C6550 FILTER TO ADDRESS OUT-OF-BAND
NOISE ISSUE SEEN ON EARLY HEADSETS.

Похоже, раньше в этой области были проблемы с шумами из на наводок с других частей схемы.

Архитектура подобного кодека от Cirrus. Из интересного - отдельные выводы для ESD защиты с полным описанием внутренних схем.

62_Audio Left Amplifiers

В продолжение аналоговой часть тут у нас мощный аудио усилитель класса D, что видно по цепям boost. Управление идет с кодека по I2S. Верхний усилитель (WOOFER) отвечает за звук на низких частотах, а нижний (TWEETER) воспроизводит высокие частоты. На выходе наши любимые бусины для устранения шумов.

Документации на усилитель из схемы я не нашел, но вот как выглядит очень похожая микросхема от RT9120S Richtek:

63_Audio Right Amplifiers

Все тоже самое, только для динамиков справа.

64_Audio Flex Connectors

Оставшиеся сигналы с кодека уходят на гибкий разъем, который далее пойдет на Jack 3.5. Тут мы видим феррит и на линии данных. Это не удивляет, поскольку аудио очень чувствительно к высокочастотным помехам. На разъеме нет ESD, поскольку большинство расположено в кодеке и, скорее всего, на плате с разъемом Jack. На этой странице можно заметить еще одну забавную вещь - отдельную микросхему для защищенного включения/отключения цифрового микрофона. Если микросхема не выдала разрешение, сигнал далее никуда не пойдет из за элементов U6640, U6641.

68_PBUS Supply & Battery Charger

Классическое решение для зарядника без лишних наворотов. В качестве контроллера - ISL9240 от Renesas. Основа - buck boost для регулирования выходного напряжения. Q7065 открывается, когда необходимо зарядить батарею от входного напряжения. Нужно иметь ввиду, что из за внутреннего диода Q7065 buck boost должен формировать напряжение больше батареи, чтобы ее не разряжать. На токоизмерителных цепях стоят фильтры для ограничения времени реакции, а на выходе - параллельные предохранители на 24А суммарно.

79_Power FETs

На этой странице силовые ключи, такие мы уже видели в прошлой части. Внутри транзистор с контролируемым временем открытия и схемы защиты. На странице присутствует 3 разных типа ключей. Не знаю, почему было принято такое решение, ведь разница между 27мОм и 34мОм минимальна. Еще можно увидеть два разных компонента "И" тоже не понятно зачем потребовалось так плодить номенклатуру.

81_LCD Backlight Driver

Переходим к подсветке дисплея. Сразу видим цепи измерения тока, которые мы обсуждали на других страницах. Роль Q8400 - отключение входного питания от повышающего источника U8400. Довольно удобная функция. Как всегда, документации на эту микросхему нет, но есть очень похожий LP8545 от TI. В случае работы до 55В допустимо использовать силовой ключ внутри контроллера. Когда напряжение превышает 55В, требуется внешний. В данном случае максимально на выходе возможно 59В, соответственно, потребовался Q8401 и вывод GD. В обратной связи можно заметить C8430, хоть он и DNP я искренне не понимаю его назначение, он только замедляет отклик преобразователя (обычно стремятся, наоборот, ускорить).

94_GPU PCC

Что - то подобное мы уже видели ранее. Слева - дифференциальный усилитель, но почему то уже на другом ОУ. Коэффициент в данном случае равен 200. После усиления сигнал с шунта сравнивается с опорными 3.04В на компараторе U9901. В случае если усиленное падение на шунте больше 3.04В, компаратор срабатывает и выдает сигнал allert GPU для снижения потребления. У компаратора предусмотрен небольшой гистерезис за счет R9906 для снижения влияния шумов.

Думаю, вы удивитесь, как и я, но на той же странице я обнаружил мультивибратор. Не будем обсуждать, почему бы его не сделать на тех же ОУ, это не так важно. Факт в том, что я не встречал мультивибраторов уже лет 5. Еще один важный нюанс: под схему "растяжения" импульса лучше подошел бы одновибратор, который, кстати, также легко делается на ОУ.

48_MESA

Помните touch ID? Так вот, это разъем именно к нему, показан справа снизу. На схеме повышающий преобразователь LM3638 и LDO от ONsemi. LDO формирует 3В из 3.3В. Учитывая очень низкое падение, разработчики добавили подпись, что лучше бы оставить возможность питать LDO от 5В, очень логично. В остальном все решения мы уже видели. Конденсаторы маленького номинала от RF помех и ферриты.

33_USBC X Connector Support

Серьезная защита для линий СС USB-C. 100Омные термисторы, скорее всего, предназначены для предварительно зарядки линий, чтобы не было излишних бросков тока. Далее с помощью биполярного транзистора и цепей задержки C3432, R3432, D3432 открывается силовой транзистор.

111_USBC T Connector Support

Абсолютно аналогичная схема.

Выводы

В целом выводы перекликаются с прошлой частью. Опять очень большая номенклатура. Некоторые решения 100% можно было бы сделать с меньшим числом компонентов (или с компонентами дешевле). Нашлось пару некритичных ошибок и одна довольно критичная. Но для EVT стадии - это допустимо.

Я постараюсь охватить самые популярные из непопулярных решений. Некоторыми из них я пользовался лично и они отлично работали. Захватим и банальные решения, и максимально не очевидные.

1. RC-фильтр на питании

Наверняка в институте всех учили, что RC-фильтр предназначен для цифровых сигналов, а не для цепей питания. Ведь он приводит к потерям. Однако, когда речь идет о потреблении в районе десяток миллиампер, потери становятся незаметны. RC-фильтр очень удобен тем, что он не создает ненужных резонансов и отлично ограничивает скачки тока. Сложно найти что- то дешевле резистора.

RC-фильтр отлично прижился и в сетевых контроллерах питания. Он помогает контроллеру "стартануть" от сетевого напряжения. Далее питание контроллера происходит со вторичной обмотки.

2. Источник питает сам себя

Похоже на вечный двигатель, но не совсем. Отличный пример - сетевой контроллер на картинке выше. Когда источник питания выходит на режим, он запитывает сам себя.

"Это актуально только для изолированных источников?
- Не только"

Вот пример DC-DC контроллера от TI. После запуска питания 5В, напряжение начинает питать внутренний драйвер контроллера. Использования внешних 5В вместо внутреннего линейного регулятора позволяет уменьшить потери и снизить Rdson транзисторов.

3. Параллельное/последовательное соединение резисторов

Казалось бы, всегда есть резисторы конкретного номинала, зачем соединять их параллельно/последовательно?

Однако типичная ситуация, когда проще (и дешевле) поставить последовательно два резистора меньшего типоразмера, чем один большего. Особенно актуально это для высоковольтных цепей. Например, лучше поставить два 1206(макс. 200В), чем один 2512(макс. 500В).

Параллельное соединение чаще всего связано либо с распределением мощности между несколькими резисторами, либо с уменьшением общей индуктивности (Ltotal=L1||L2). Второй прием особенно актуален для цепей с быстрыми изменениями тока, например, в цепях GaN транзисторов.

4. Параллельное подключение транзисторов

Кто сказал, что вы обязаны использовать только один верхний и один нижний транзистор для источника питания? В схемах источников с большими токами можно часто встретить 2, а то и 3 параллельных полевых транзистора.

Однако есть два важных НО:

• При параллельном включении емкость затворов суммируется. Ваш драйвер должен быть готов к такой нагрузке;
• Соединять полевые транзистора параллельно допустимо только в ключевом режиме. В линейном режиме из - за отрицательного ТКС бОльшую часть тока возьмет на себя один из полевых транзисторов. Биполярные транзисторы допустимо подключать параллельно в любом режиме.

5. Расширение входного диапазона линейного регулятора

Такой прием используют не часто, но если появилось требование к высокому входному напряжению, он бесценен. Подключение дополнительного последовательного транзистора на вход регулятора позволяет значительно сэкономить на микросхеме и отвести часть тепла. На картинке представлены две разные реализации. Обратите внимание, что во втором случае используется полевой транзистор, работающий в режиме истощения.

6. Формирование отрицательного напряжения с помощью ОУ

Довольно нишевой прием, в основном встречается в носимых устройствах на батарейном питании, но тем не менее интересен. С помощью ОУ с достаточной токовой способностью формируется потенциал, который теперь является землей схемы. Т.е. из разности потенциалов 9В вы можете сделать -4.5В, 4.5В; -1В, +8В итд. Главное условие - входная земля должна быть "плавающей", что актуально для батарейных устройств.

7. Транзисторы вместо диодов

Иногда можно встретить использование биполярных (а иногда и полевых) транзисторов в диодном включении. Такие приемы любят в цепях, где важно снизить утечки и достичь минимальной емкости. Хороший пример - трансимпедансный усилитель слабого сигнала.

8. Компенсация "нуля" с помощью "полюса"

В основе этого приема лежит следующая идея: "Если от паразитных параметров невозможно избавиться напрямую, их необходимо скомпенсировать в другой месте". Данная концепция успешно применяется в цепях ОС источников питания, высокоскоростных эквалайзерах. Однако компенсацию можно сделать и для любого другого параметра. Отличный пример - трансимпедансный усилитель с нулем, сформированным CrRf, что приводит к нестабильности фазы на высоких частотах. Компенсация проведена с помощью цепи C2R3(полюса).

9. Снижение входной емкости с помощью буферизации

Очень полезный прием, особенно при использовании длинных кабелей. Основная идея - паразитная емкость формируется между цепям с разным потенциалом. Если буферизировать потенциал входного сигнала и держать защитный экран на том же потенциале, ёмкость будет около нуля. Но, как и всегда, есть нюанс. С большой вероятностью для аналогового сигнала вы захотите еще и экранирование землей, а трехслойный кабель сильно дороже классического коаксиального. Но, как говорится, выбор за вами, все зависит от применения.

Кстати, данный прием используют не только для кабелей, но и для тех же фотодиодов, вот пример схемы TIA:

10. Использование логических элементов в качестве буферов

Очень популярный прием, особенно если в схеме уже присутствует многосекционный логический элемент. Это может быть не только буфер, но и инвертор, в любом случае выходной каскад у стандартной логики одинаковый.

11. Трансляция уровней без специальной микросхемы

Как понизить напряжение, к примеру, с 3.3В до 1.8 без транслятора уровней? Подумали о резистивном делителе? В целом можно использовать и его, особенно если сигнал медленный. Однако есть и другие способы:

• Начнем с банального, можно использовать внешний транзистор или диод, которые будут транслировать сигнал. С помощью транзистора можно как повысить, так и понизить амплитуду. С помощью диода возможно только понизить, еще и внешний резистор требуется.

• Как мы поняли, сигнал вниз можно транслировать с помощью диода. Но ведь внутри всей цифровой логики присутствуют защитные диоды на питание и землю.

В случае если на вход микросхемы с питанием 1.8В подать 3.3В - напряжение будет ограничено защитными диодами. Можно воспользоваться этим свойством, а чтобы защитные диоды не сгорели, добавить последовательный резистор. Предупреждаю, способ довольно спорный, поскольку диоды все равно деградируют, даже с ограниченным током. Его применяют очень редко и в случае жесткой экономии на компонентах.

12. Соединение цифровых выходов для большего тока

Популярный прием, которым я пару раз успешно пользовался. Очень помогает в случае, когда нужен достаточно большой ток, а буфера с таким током/напряжением не существует (либо он нереально дорогой). Удобнее (и безопаснее) использовать микросхему с несколькими буферами в одном корпусе

Заключение

Приемов, подобных описанным в статье, существует гораздо больше. Однако основная идея, которая лежит в их основе - всегда можно придумать удобное и элегантное техническое решение именно под вашу задачу. Схемотехника довольно многогранна, и иногда стоит выходить за рамки устоявшийся решений.

Macbook Pro 15'' на Intel i7

Компания Apple довольно популярна, у многих вызывает доверие ее продукты. Поэтому сегодня разберем схему материнской платы Macbook Pro 15'' на Intel i7. Схема 2017 года, понятно что на текущий момент есть более передовые решения, однако интересно посмотреть на подход Apple, поучиться полезным приемам и немного покритиковать).

Материнская плата Macbook Pro 15''

Разбирать мы будем именно материнскую плату, поскольку 90% электроники сосредоточенно именно там. У макбуков есть огромное количество конфигураций, отличаются они диагональю экрана, процессорами, количеством памяти, дополнительным функциями по типу touchbar. Поискав в интернете нашел плату, которая максимально соответствует схеме:

Как видно, плата довольно плотная, уверен перед разработчиками стояла задача оптимизации занимаемого пространства. Большинство компонентов BGA, нет ни одного компонента со сквозными выводам, даже корпусов SOP не видно.

Принципиальная схема материнской платы

Ну что же, самое время перейти к схеме, разобрать ее полностью за один раз тяжело, поэтому я разобью эту задачу на несколько частей. Начнем мы, конечно же, с самой важной и любимой мною части - питания платы.

В схеме 131 страниц, около 10 служебных страниц, итого 120 страниц чистых схем. Я выделил красным те страницы, которые я буду разбирать сегодня. Идти буду не по порядку, а исходя из логики работы платы.

Разбирать я планирую на более менее продвинутом уровне, т.е без разъяснений, что именно такое импульсный источник питания, линейный регулятор, цепи компенсации, обратная связь итд. Буду выделять в основном интересные моменты, неочевидные нюансы или хорошие решения.

73_Power - 5V 3.3V Supply

Начнем мы со страницы 73, которую рисовал Silu. На этой странице формируются системные питания 5В и 3.3В.

Для формирования этих питаний используется двухфазный PWM контроллер с драйвером от TI - TPS51980A. Спецификацию на конкретно этот контролер я не нашел, однако у TI есть контроллер практически 1 в 1 - TPS51220A.

В качестве ключей используются так называемые power block, стойка ключей, оптимизированные под работу в понижающих преобразователях. В схеме используется CSD58779Q3D, на который также нет документации, но он практически аналогичен CSD86356Q5D. Нижний ключ оптимизирован под большой ток, но имеет большую входную емкость. Верхний - оптимизирован под быстрое переключение, но имеет большее сопротивление канала.

Погрузимся в подробности работы контроллера на примере питания 3.3В. Заметим, что у контроллера есть два режима работы: обратная связь по напряжению с запатентованной модуляцией D-CAP от TI или управление по току. Конечно, предпочтительной будет обратная связь по току, поскольку она гораздо быстрее реагирует на изменения выходной нагрузки, что важно при резких скачках потребления. Из классических решений - демпферный резистор в затворе верхнего ключа, он несколько увеличивает потери, но, видимо, Силу посчитал, что снижение излучаемых помех в данном случае важнее. Еще бы я отметил хорошее решение с резистивным делителем R7692, R7693, это сделано для того, чтобы уложиться в границы измерения внутреннего усилителя внутри PWM контроллера без добавления внешнего шунта. Однако тут есть один нюанс, в такие моменты важно соблюдать постоянную времени. В схеме значения постоянных:
L7660/Rdcr << (R7693||R7692)*C7693. Это значит, что при переходном процессе переменная составляющая тока будет ослаблена, что может привести к случайному срабатыванию порога OCP.

С доменом 5В все тоже самое, никаких новых откровений, поэтому переходим к следующей странице.

67_VR 3.3V G3H & Battery Conn

На этой странице особо ничего интересного - двухфазный BGA источник со встроенными ключами для формирования 3.3В в состоянии G3. На входе совсем маленькие полимерные танталы в корпусе B3(3.5x2.8мм). В обратной связи источника - дополнительный резистор для регулировки выходного напряжения.

75_PMIC BUCKS AND SWs

С 75 страницы у нас начинается PMIC - большая BGA микросхема с кучей встроенных импульсных ключей, LDO, аналоговых измерителей напряжения, тока, цифровыми интерфейсами. К сожалению, документации на нее я не нашел, но функции у подобных микросхем одинаковые: формирование напряжений и мониторинг питаний. Посмотрим поближе на область, выделенную черным прямоугольником:

Для питания доменов процессора требуется довольно много тока, разработчики применили тут довольное интересное решение. К внутренним ключам PMIC подключены 4 катушки разного номинала, размера и с разным током насыщения. Догадываюсь, что таким образом, разработчики решают несколько проблем:

• Унифицируют позиции в схеме;
• Распределяют нагрузку на ключи в PMIC;
• Снижают выходные пульсации за счет задействования дополнительных фаз;
• Добавляют возможность управление режимами работы PMIC (микросхема может отключать/включать нужные фазы в моменты роста или падения потребления).

Замечу, что все катушки довольно маленькие по габаритам. Гораздо проще разместить несколько маленьких катушек, чем одну большую.

76_PMIC LDOs

На этой странице также ничего интересного: LDO от PMICa и некоторые цифровые выводы. Единственное, позабавил очень маленький ключик с регулированием времени нарастания - U7901.

77_PMIC GPIOs & Control

Страница с аналоговой частью PMIC и интерфейсом управления. Догадываюсь, что выводы с припиской AMUX_* приходят на аналоговый мультиплексор, который последовательно подключает цепи напряжений и токов к АЦП внутри чипа. Отдельный кварцевый резонатор для PMIC напоминает о том, что внутри этого чипа присутствует довольно мощное цифровое вычислительное ядро, управляющее всеми режимами работы. Предполагаю, что чип разработан на заказ исключительно для Apple, слишком уж идеально распиновка ложится на существующие сигналы.

78_VR VCCIO

Переходим к отдельным источникам питания для низковольтных доменов. U8110 - очередной PWM контроллер (теперь от Renesas) со встроенным драйвером и измерительными цепями. В роли power block уже другое наименование от TI, возможно более оптимизированный под бОльшую частоту и меньший период заполнения. Если в случае 3.3В ток измерялся на DCR силового индуктора, (я тоже всегда стараюсь так делать) тут Силу почему то сделал по другому. Из схемы видно, что DCR L8102 составляет 7.2мОм, сопротивление шунта 2мОм, соответственно возможно было поставить делитель на измерение тока по аналогии с питанием 3.3В. Кто то может возразить, что DCR индуктора наверняка будет гулять в диапазоне 20%, но уверяю вас - это не так критично, поскольку можно рассчитать делитель под самых худший случай. Единственное на что повлияют эти 20% - это срабатывание защиты по току, но 20% в рамках OCP приемлемая цифра.

На выводе SW стоят демпферы, не утверждаю что они бесполезные, но интересно посмотреть отчеты, форму сигнала с ними и без них.

Оранжевым выделил дополнительные резисторы в цепи затворов, суммарно получается 3.3Ома. Опять таки не буду утверждать, но для нижнего ключа с учетом достаточного низкого DC (0.95В/12В) должны быть довольно резкие фронты, чтобы снизить потери, что критично для таких устройств как ноутбуки. Возможно, у нижнего транзистора очень маленькая входная емкость, нужно смотреть результаты валидации.

Можно заметить, что на положительной и отрицательной цепях sense присутствуют делители, даже несмотря на то, что отрицательная, по сути, является землей процессора (и всей платы). Хорошее решение, поскольку важна именно разница потенциалов, а не абсолютные значения, а земля у процессора может быть на пару десятков мВ выше земли контроллера.

Ниже видим цепь управления EN контроллера R8158, C8190 небольшой RC фильтр с частотой среза ~120кГц. Далее идет С8192, который, наоборот, ускоряет срабатывание сигнала. Таким образом, получаем помехозащищенный сигнал включения с быстрым временем срабатывания (еще и второй триггер Шмидта добавили).

69_IMVP IC

Вот мы и подошли к самым нагруженным доменам CPU. Архитектура таких доменов обычно складывается из 3х частей:

1. Продвинутый PWM контроллер с несколькими каналами, датчиками тока, напряжения, мощности, температуры и цифровым интерфейсом;
2. Умные ключи, они похожи на power block, которые мы встречали выше, однако, в них встроен драйвер и некоторые измерительные цепи. Обычно их называют DrMos или SPS;
3. Цепи измерителей тока, напряжения, мощности. Поскольку у PWM контроллера обычно ограничено количество масштабирующих коэффициентов (из мВ в А), приходится приводить измеренные токи к этим значениям. Для этого могут использоваться как обычные делители, так и ОУ.

На данной странице расположен PWM контроллер и некоторые масштабирующие цепи с фильтрами. Посмотрим подробнее на контроллер: он принадлежит к семейству VR12, это можно видеть по характерным выводам PROG1-PROG5. У контроллера есть функция измерения общей мощности (PSYS), сигнал уведомления процессора о том, что ключи слишком горячие и пора бы снижать потребление (VR_HOT*). В качестве управления используется проприетарный протокол от Intel похожий на I2C.

У контроллера есть 3 канала ШИМа: A, B, C. Канал А рассчитан на 3 фазы, канал В - на 2, канал С - на 1. К каждому каналу прилагается измерение тока отдельной фазы, общего тока на канал, напряжения, температуры. Также для каждого канала доступна индивидуальная компенсация с помощью выводов COMP.

Документации на представленную микросхему я на нашел, но ISL95831 не сильно отличается. Посмотрим на его начинку. За исключением внутренних драйверов, никаких отличий у этих микросхем практически нет.

• FB, RTN - Используется для удаленного измерения напряжения прям с пинов процессора;
• COMP - Компенсация и подстройка преобразователи под ваши нужды;
• ISUMP, ISUMN - цепь измерения суммарного тока на весь канал;
• ISENx - Индивидуальные измерение тока с каждой фазы;
• VSEN - Измерение напряжения (какого именно - на усмотрение разработчика);
• PWMx - Сигнал ШИМ для силовых фаз;
• NTC - Удаленное измерение температуры, для этого необходимо установить NTC определенного номинала у ключей.

70_IMVP VCC Block

На этой странице у нас 3 фазы с общим током 128А. Опять присутствуют снабберы, но в данном случае не установлены на плате. Цепи CPUCORE_ISNSx_P/N отвечают за измерение тока на каждой фазе, далее они суммируются на ОУ (на другой странице) и идут к PMIC на странице 77.

CPUCORE_ISUMN/P отвечают за суммарный ток на всех 3х фазах и суммируются в равных пропорциях по аналогии с диаграммой из даташита:

Также в U7210, U7220, U7230 доступно включение режима FCCM, в этом режиме снижаются выходные пульсации, но повышаются потери в ключах, об этом расскажу чуть позже.

Синем я выделил не до конца понятное мне решение, цепи измерения тока первой фазы подключены через 400кОм в цепи измерения тока фаз 2, 3 и наоборот (на 2 фазу подключены 1, 3 итд). Возможно, это сделано для того, чтобы дополнительно сбалансировать нагрузку между фазами, либо устранить ошибку измерения.

Я не стал напоминать про возможность измерения тока на DCR индуктора, поскольку тут уже ограничения тока +20% могут быть критичными ввиду того, что в PWM контроллере есть четкие требования по максимальному потреблению

71_IMVP SA Block

Еще одна фаза (От Vishay). Функционал 1 в 1, но меньший ток. Также присутствует режим ZCD/FCCM. В режиме FCCM на малых нагрузках ток в индукторе может опускаться ниже 0. Поскольку источник работает в синхронном режиме, весь отрицательный ток выделяется в тепло на нижнем ключе, снижая эффективность. В режиме же ZCD источник эмулирует работу диода. Таким образом, как только ток пересекает 0, драйвер отключает нижний ключ повышая КПД системы.

72_IMVP GT Block

Ничего нового, такие же фазы, как и на странице 71, единственное отличие - меньшая индуктивность за счет двух фаз.

74_VR 2.5V & 1.2V/VTT

На этой странице расположились источники питания для DDR4. U7700 очередной маленький источник со встроенными ключами от TI. Из интересного можно отметить его функцию повышения выходного напряжения на 5%(которой не воспользовались) для компенсации падения на шине питания.

U7701 - PWM контроллер со встроенным LDO для питания терминации DDR (VTT). Внутренний модулятор работает в режиме D-CAP. Это значит, что источник управляется по напряжению, что увеличивает время отклика цепей управления. Помимо этого, режим D-CAP требует относительно высокий ESR.

Цепи измерение тока источников идут в дифференциальный усилитель (на другой странице). Еще тут можно отметить интересные 3х выводные конденсаторы. Скоро к ним вернемся

87_SSD0 PMIC & VR

Переходим к питанию периферии, на очереди у нас SSD. U9000 - очередной PMIC, опять видим решение с дросселями разного номинала. Кроме того, в PMIC встроена разрядная цепь, что довольно полезно, особенно учитывая, что разрядные резисторы не ставят в портативных устройствах.

U9080 - импульсный двухфазный BGA источник от TI. Внутри микросхемы уже присутствует внутренняя компенсация, и она стабильная с выходной емкостью, которая присутствует на схеме. Однако в Apple решили добавить ускоряющий конденсатор C9085, который вступает в дело на частоте ~15кГц. Возможно, это уже протестированное решение, если же нет, такой конденсатор может привести к неравномерности передаточной характеристики системы управления.

92_SSD1 PMIC & VR

Аналогична предыдущей странице, но для питания SSD1

101_VR GPU Core

Тут у нас питание ядра GPU, максимальный ток до 64А. Под это дело, конечно, потребовался новый PWM контроллер. PWM контроллер по структуре практически 1 в 1 с тем, что был на странице 69. Главные отличия - количество каналов, два встроенных драйвера и управление выходным напряжением через выводы SVC, SVD, SVT. Power block тоже новый, от IRF. Максимальный рабочий ток для каждого - 60А. Ток фаз измеряется и суммируется по аналогии со страницей 70. Сигналы управления 3-ей фазой, которой не хватило драйвера, уходят на страницу 98.

98_VR 1.05V GPU & 1.35V FB

На этой странице у нас питание памяти для GPU. И опять новые PWM контроллеры и power block от Vishay. У PWM контроллера очень удобный способ установки защиты по превышению тока. Для этого используется источник тока в 8.5мкА и сопротивление RA315. Выходное напряжение выставляется цифровым способом, для этого используются выводы SET0/1, VID0/1 (подробнее об этом позже).

Также на этой странице расположена оставшаяся 3-я фаза питания ядра GPU. Для переключения QA340 используется отдельный драйвер. Вы спросите: "Почему бы не использовать те же SIC535CD/FDMF5808A с листов 70-71?" В таком случае можно было бы избавиться от драйвера. Возможно, это связанно с тем, что их характеристики слишком отличаются.

104_GPU Baffin VSS/Misc

Завершает череду питания GPU импульсный источник от TI. Никаких новых решений тут не наблюдается. Присутствует классический прием с небольшим номиналом RA901 к VOS, который позволяет немного поднять выходное напряжение.

34_TBT 5V REGULATOR

Переходим к второстепенным питаниям и тут нас ожидает новый power block от Onsemi. В очередной раз повторюсь, что можно было бы измерять ток на DCR индуктора. Кроме того, в данном случае при максимальном токе 6.6А я бы вообще использовал источник со встроенными ключами, это сильно дешевле и занимает меньше места.

112_USB-C T 5V VR

Абсолютно идентичная странице 34 схемы преобразователя. Кстати, если подробнее посмотреть на схему формирования выходного напряжения, то окажется, что она довольно интересно работает. С помощью VID0/1 выбирается какие ключи будут замкнуты. Комбинируя состояния, можно получить широкий диапазон выходного напряжения с большой точностью.

На этом источники питания закончились. Теперь переходим к потребителям.

8_CPU Power

Абсолютно ничего примечательного, цифровой интерфейс для управления источниками и парочку конденсаторов.

9_CPU Ground

Страница исключительно с земляными контактами CPU

10_CPU Decoupling 1

11_CPU Decoupling 2

Предлагаю рассмотреть эти две страницы вместе, поскольку элементы на них одинаковые. Наибольший интерес тут представляют трехвыводные конденсаторы, которые мы встречали и ранее. В чем же их особенность?

За счет наличия третьего вывода значительно снижается последовательная индуктивность (ESL). Такие конденсаторы хорошо подходят для доменов питания с высоким dI/dt.

16_PCH Power

Страница исключительно с выводами питания PCH, разбирать нечего.

17_PCH Decoupling

Разработчики Apple используют LC фильтры или фильтры с ферритовыми бусинами для питания аналоговых доменов PCH (XTALL, PLL). Абсолютно правильный подход, не всегда чистых конденсаторов достаточно, иногда полезно ввести контролируемые потери на высоких частотах (в ферритовых бусинах) чтобы тот же PLL не защелкнулся при провале напряжения.

42_SoC Power 1

43_SoC Power 2

На данных страницах нас встречают проходные конденсаторы - еще один способ снизить последовательную индуктивность (ESL). К сожалению, такие конденсаторы обычно дороже и имеют меньшую удельную емкость поэтому их используют в цепях с высокими di/dt.

44_SoC Power 3

Тут мое внимание привлек фильтр с ферритовой бусиной, причем еще и демпфированный резистором. Прекрасное решение, особенно если учитывая, что LC фильтр может уйти в резонанс и усилить шумы.

96_GPU Baffin Core/FB Power

На странице расположены конденсаторы, аналогичные тем, которые мы обсуждали ранее.

45_SoC Ground

80_SOC/PMIC Aliases

115_Power Alias 1

116_Power Alias 2

Страницы, которые относятся к питанию, но смысловой нагрузки не несут.

122_Desense Caps 1

123_Desense Caps 2

124_Desense Caps 3

На трех этих листах расположено огромное количество конденсаторов в корпусах 0201 номиналом от 3пФ до 12пФ. Лично я никогда не применял такие технические решения, но подобные номиналы используются для улучшения ЭМС платы в целом, снижение наводок с RF части схемы, и возможно, тонкая подстройка PDN доменов.

Выводы

Могу сказать, что впечатления от схемы у меня положительные. Конечно, в некоторых местах нарисована она ужасно, но большинство зарубежных компаний рисуют именно так. Безусловно, очень раздута компонентная база. Это видно уже на этапе анализа питания по зоопарку различных контроллеров, ключей и прочего. Однако, есть и очень грамотные технические решения, которые стоит добавить в свой арсенал.

Отдельно хочется упомянуть, что, судя по схеме, она относится к EVT стадии проекта, поэтому наличие каких то вещей допускается. Тем более критических ошибок, ограничивающих функционал платы, я не обнаружил.

Для чего нужен драйвер?

Основная задача драйвера - открывать и закрывать транзистор за конкретное, короткое время. Для включения транзистора требуется зарядить его входную емкость, при высокой частоте требуется короткое время переключения, для этого необходимо обеспечить высокий пиковый ток. Поскольку микросхемы управления (ШИМ - регуляторы, специальные контроллеры, дискретная и программируемая логика) имеют выходной ток с выводов не более 15-20мА, открыть транзистор с высокой входной емкость быстро не выйдет. Для примера: ток 20мА зарядит емкость 10нФ до напряжения 5В за время 2.5мкс, при работе источника на смешных 100кГц суммарное время включения и отключения будет составлять 5мкс или половину периода, что недопустимо.

Еще одной важной функцией драйвера является подача положительного напряжения на затвор верхнего ключа. Почему это важно? Поскольку напряжение на затворе верхнего ключа должно превышать входное напряжение, когда ключ откроется и входное напряжение пройдет на исток, напряжение на затворе должно больше чем Vin + Vth (Vth - пороговое напряжение открытия транзистора).

Для этих целей в драйверах придумали механизм, позволяющий заряжать затвор выше напряжения питания самого драйвера, драйвер же может питаться от входного напряжения. Бутстрепная емкость Cboot заряжается от входного напряжения Vdd, когда открыт нижний транзистор Q2. Когда нижний транзистор закрылся, внутренняя логика драйвера подключает заряженный до Vdd конденсатор Cboot к затвору Q1, таким образом, поскольку нижняя обкладка конденсатора подключена к истоку Q1, а верхняя - к затвору, на затворе образуется положительный импульс амплитудой Vdd относительно истока.

Помимо этих замечательных функций, драйвер затвора может обеспечивать защиту транзистора, предотвращать сквозные токи между верхним и нижним ключом, защищать транзисторы от произвольного открытия и многое другое.

Паразитные параметры преобразователя

Чтобы правильно выбрать драйвер потребуется изучить паразитные параметры компонентов в вашем преобразователе.

МДП транзистор

Рассмотрим физическую структуру транзистора. Существуют разные типы МДП- транзисторов, но паразитные параметры у всех типов схожи, вот, например, типичный представитель семейства:

Большое влияние оказывает и корпус, в котором расположен транзистор. Соединение кристалла с контактными площадками добавляет паразитную индуктивность. Пример распайки кристалла на контактные площадки силового модуля с МДП транзистором:

Интересующие нас параметры: индуктивности стока, истока и затвора (Ld, Ls, Lg), сопротивление затвора (Rg), емкость затвор - исток (Cgs), сток исток (Cds), сток затвор (она же емкость Миллера, Cgd). Важным компонентом является паразитный диод, однако поскольку он участвует в процессе работе источника, он довольно полезен, но негативное влияние также оказывает.

Самыми критичными для работы драйвера являются Rg, Cgd, Cg. Также при работе преобразователя будет вредить паразитная индуктивность, особенно ее влияние растет с ростом частоты работы.

Драйвер

У драйвера затвора также есть паразитные параметры, самым важным является выходное сопротивление драйвера. Также в драйверах специфицирован максимальный ток, который он способен выдать в затвор транзистора.

Печатная плата

С печатной платой связано много паразитных параметров. В основном это индуктивность, которую добавляют печатные дорожки. Также возможно и небольшое увеличение емкости в случае широких полигонов. Самым критичным параметром является индуктивность от выхода драйвера к затвору транзистору - Lg, влияют и Ld, Ls, но меньше.

Часто разработчики обделяют вниманием бутстрепную емкость Cbst, однако дополнительная индуктивность между Cbst и выводами драйвера суммируется с индуктивностью затвора. Это связано с тем, что драйвер разряжает через себя эту емкость в затвор верхнего транзистора:

Для минимизации паразитных параметров следует уменьшать расстояния от затвора до выхода драйвера, проводить трассы толстыми проводниками или полигонами с минимумом переходных. Пример, как НЕ стоит делать:

Резюме

При понижающей топологии преобразователя у нас получается следующая картина паразитных параметров:

Влияние паразитных параметров

Принцип работы преобразователя

Начнем с короткого экскурса в работу понижающего преобразователя. Его работа разделяется на 3 основных стадии:

1. Верхний драйвер подает положительное напряжение на затвор. Ключ открывается, ток протекает через него, ток в дросселе нарастает, конденсатор на выходе заряжается;

2. Верхний и нижний драйвер держат свои выходы в 0. Оба ключа закрыты для предотвращения одновременной проводимости и сквозного тока;

3. Нижний драйвер подает положительное напряжение на затвор. Нижний ключ открывается, ток через дроссель спадает, конденсатор на выходе разряжается.

За счет изменения отношения времени открытия верхнего и нижнего ключа мы регулируем напряжение на выходе.

Вводим паразитные параметры

Идеальную картину искажают паразитные компоненты, которые были рассмотрены выше. За счет наличия ёмкости Cdg при открытии ключей на их затворе появляется плато Миллера. Плато появляется при попытке драйвера зарядить входную ёмкость Cgs (t0-t2), за счет этого начинает падать напряжение сток - исток транзистора, этот скачек напряжения создает ток через емкость Cdg равный:

Idg = Cdg * d(Vds-Vth)/dt

Этот ток вычитается из тока драйвера, который пытается зарядить затворную емкость Cgs. В итоге на затворе образуется плато до момента, пока емкость Cdg не будет полностью разряжена(t2-t3), далее драйвер успешно дозаряжает емкость Cgs (t3-t4):

Емкость Cdg замедляет процесс переключения и чем меньше ток драйвера, тем медленнее произойдет переключение. Таким образом увеличиваются и потери (из - за произведения Ids * Vds).

Емкость Cgs также оказывает влияние на работу схемы. Чтобы зарядить эту емкость до напряжения Vdrv за время t драйверу потребуется ток:

Igs = Cgs * Vdrv/t

Необходимый ток драйвера можно рассчитать и исходя из заряда Qg, требуемого для полного включения транзистора (который, чаще встречается в спецификации транзисторов):

Idrv_sourse = Qg/t

В случае отключения транзистора все происходит в обратном порядке.

Следующим важным пунктом является влияние индуктивности Lg, Ld, Ls. При работе на высоких частотах требуются быстрые фронты, и индуктивность начинает иметь значение. При высоких скоростях нарастания тока Ig из драйвера в затвор (для быстрой зарядки Cgs, Cdg) создается падение напряжения на индуктивности затвора равное:

dVg = dIg*Lg/dt

Также будет влиять индуктивность истока Ls, она аналогично создает падение напряжения при резком скачке тока стока Id, данное падение будет вычитаться из напряжения на затворе, который создает драйвер:

dVgs = dID*Ld/dt

Нежелательные эффекты и борьба с ними

Паразитные параметры создают эффекты, которые могут нарушить работу вашей схемы или привести к ее выходу из строя, разберемся как с ними можно бороться.

Перегрев драйвера

Происходит в случае если драйвер работает на границе своих возможностей, например, с высокой частотой. Рассчитывается по формулам:

Pdrv = Pon + Poff

Pon = Vdrv * Qg * fsw * Rdrv_hi / (Rdrv_hi + Rgi + Rgon)

Poff = Vdrv * Qg * fsw * Rdrv_lo / (Rdrv_lo + Rgi + Rgoff)

Vdrv - питание драйвера;

fsw - частота работы источника;

Qg - заряд, требуемый для открытия транзистора;

Rdrv_hi - внутреннее сопротивление драйвера при подаче тока в затвор;

Rdrv_lo - внутреннее сопротивление драйвера при заборе тока с затвора;

Rgi - внутреннее сопротивление затвора транзистора;

Rgon - дополнительное внешнее сопротивление при включении;

Rgoff - дополнительное внешнее сопротивление при выключении.

Решение проблемы довольно очевидно - снижение частоты работы схемы, увеличение внешнего резистора на затворе или увеличения корпуса драйвера (с большей теплоотводящей способностью).

Сквозной ток

Сквозной ток начинает протекать, когда оба транзистора одновременно открыты. В этом случае ключи могут перегреться и сгореть. Чтобы избежать данного эффекта, требуется перед включением первого ключа убедиться, что второй закрыт и наоборот. Для этого вводят так называемое мертвое время (dead time, tdt). Это время, когда оба ключа закрыты. В некоторых драйверах оно присутствует и является константой, в других его можно настраивать, в третьих (таких уже меньшинство) оно отсутствует, и вам требуется вводить его самостоятельно при управлении ШИМ.

За счет задержки открытия транзисторов при каждом цикле переключения снижается передаваемая энергия. Также в течении мертвого времени ток дросселя замыкается через внутренний диод транзистора, (падение на котором около 1В) что также снижает КПД вашего источника. Минимальное мертвое время должно быть:

tdt > ton_max - toff_min + tpd_drv

ton_max - максимальное время включения любого из ключей;

toff_min - минимальное время отключения комплиментарного ключа;

tpd_drv - задержка распространения в драйвере.

Мертвое время - обязательная задержка, которая спасает вашу схему от сквозных токов, однако иногда они могут возникать и с корректно подобранным мёртвым временем, об этом ниже.

Электромагнитные помехи

При высокой скорости переключения транзисторов возникают колебательные процессы из - за паразитных параметров: Ld, Ls, Cds, Cdg, все это выливается в помехи, которые распространяются далее по проводникам на плате, а также в виде излучения. Выходом является снижение скорости переключения, это можно сделать за счет установки дополнительных затворных резисторов Rgate между выходом драйвера и транзистором:

Мы сталкиваемся с выбором: резистор уменьшает скорости включения и выключения. При снижении скорости включения мы уменьшаем помехи, а при снижении скорости выключения увеличиваем потери за счет выделяемой мощности на внутреннем диоде. Чтобы обойти это ограничение, придумали ставить параллельный резистору диод в затворную цепь. С помощью него возможно разделить скорость нарастания напряжения в фазе включения и выключения:

Существуют и специальные драйверы, которые имеют два отдельных выхода: для включения и выключения ключа.

По итогу получаем чистое переключение с минимумом осцилляций и без траты лишней мощности:

Приходим к выводу, что с ростом номинала затворного резистора снижается количество помех, однако, как видно на рисунке, задерживаете переключение, а это, в свою очередь, может привести к сквозному току.

Вот что произойдет, если вы слишком переусердствуйте с номиналом резисторов:

Увеличиваются не только потери на параллельном диоде, но и начинает протекать перекрестный ток, хоть и небольшой. В каждом дизайне процесс подбора затворных резисторов индивидуален, он зависит от требований по уровню помех, КПД преобразователя, нюансов схемы.

Хочется упомянуть еще один важный нюанс. Поскольку в течении мертвого времени проводит внутренний диод нижнего ключа, когда к нему прикладывается обратно напряжение, возникает ток обратного заряда (Reverse recovery - Qrr). Резкий скачек обратного тока создает дополнительное падение напряжения на индуктивности Ls верхнего ключа и Ld нижнего ключа, что также увеличивает помехи, поэтому стоит минимизировать паразитную индуктивность в месте соединения транзисторов.

Самопроизвольное включение

Вот мы и дошли до самого интересного. Предположим, вы подобрали драйвер, компоненты, рассчитали номиналы резисторов для оптимального баланса между помехами и потерями. Однако при включении вашего преобразователя из него внезапно выходит дым, почему такое могло произойти?

Все дело в тех же паразитных параметрах. Давайте подробнее рассмотрим емкость Cdg в комбинации с затворным резистором Rg. Предположим, нижний ключ был включен, далее он выключается. Проходит мертвое время, включается верхний ключ. На стоке нижнего ключа появляется входное напряжение, в зависимости от скорости нарастания этого напряжения через емкость Миллера Cdg образуется ток равный:

Idg = Cdg * dVds/dt

Данный ток проходит в цепь затвора и падает на резисторе Rg, создавая напряжение Rg * Idg, далее это напряжение может спокойно открыть нижний транзистор, приводя к сквозному току.

Вот так будут выглядеть графики для нижнего ключа при изменении сопротивления его затвора с 1 до 50 Ом. Vgs достигает порогового Vth, и ключ открывается:

Данному эффекту больше подвержены высоковольтные преобразователи, в них используются транзисторы с большими емкостями Cdg. За счет высокой емкости и высокой амплитуды и возникают подобные неприятности.

Из всего этого можно сделать один вывод: для устранения эффекта самопроизвольного включения требуется, чтобы сопротивление на затворе нижнего транзистора было относительно небольшим, сопротивление верхнего - большим. Таким образом, мы снизим скорость dVds/dt для нижнего ключа и снизим падение тока Cdg на затворном резисторе.

Есть и другие решения этой проблемы:

• В некоторых драйверах используют драйвер с отрицательным напряжением нуля, он притягивает затвор к отрицательной шине, снижая вероятность открытия транзистора.
• Установив дополнительную емкость на затворе, возможно снизить амплитуду скачка напряжения на затворе за счет того, что часть тока ответвится во внешний конденсатор, стараясь зарядить его.
• Использование дополнительно транзистора, который встроен в драйвер, он шунтирует через себя паразитный ток из Cdg.

Вот небольшая шпаргалка, которая поможет вам сделать правильный выбор затворных резисторов для верхнего и нижнего транзистора:

На самопроизвольное включение может влиять и индуктивность нижнего ключа: Lg, Ls. Особенно это проявляется на высоких частотах. На рисунке ниже виден явно колебательный процесс, хотя резистор Rg2 выбран небольшим.

Для сравнения можно взять GaN транзистор, у которого Cdg практически равен 0. Результат будет аналогичными, при коротком времени включения за счет паразитной индуктивности.

Заключение

Драйверы являются неотъемлемой частью преобразователей напряжения. Они изолируют цифровую логику от силовой части, защищают ключи. При минимизации паразитных параметров и оптимальных режимах работы они способны переключать транзисторы за десятки наносекунд.

Предположим, у вас есть передатчик TX и приемник RX, которые соединены трактом. Пусть TX - DP порт PCIe CPU, а RX - UP порт PCIe микросхемы на карточке:

Вы отправляете идеальный сигнал с передатчика (DP CPU), который выглядит следующим образом:

Резкие фронты, четкие уровни 1 и 0 - все, что требуется для безошибочного распознавания битов. А на приемнике вы получаете грустную картинку:

Естественно, корректно распознать где 0, а где 1, в данном случае абсолютно невозможно. По итогу, на приемник приходит совсем другая последовательность, что приводит некорректной работе интерфейса.

Почему так происходит?

Дело в том, что сигнал от передатчика к приёмнику проходит путь по неидеальной среде, влияющей на качество сигнала. Основные факторы, влияющие на качество сигнала:

• Ослабления сигнала за счет потерь при передаче (потери в диэлектрике, из - за шероховатости меди, падение на дорожках);
• Отражения (из - за различия в импедансах, неравномерности передающей структуры)
• Помехи (перекрестные помехи, шумы на питании/земле, сетевые помехи)

Для решения данной проблемы были созданы эквалайзеры. Цепи, способные нивелировать отрицательное воздействие на передаваемый по тракту сигнал.

Принцип работы и типы эквалайзеров

Главная цель эквалайзера - скомпенсировать АЧХ и ФЧХ системы таким образом, чтобы среда передачи не оказывала никакого влияния на сигнал.

Рассмотрим тракт на печатной плате с диэлектриком FR4, его передаточная характеристика показана красной линией. Заметим, что с ростом частоты увеличиваются и потери, таким образом на частоте 6ГГц сигнал будет ослаблен на 8дБ. Для компенсации потерь можно использовать линейный эквалайзер (зеленая линия). Усиление сигнала для такого эквалайзера растет пропорционально росту частоты (до определенного момента).

В итоге при сложении передаточных характеристик канала и эквалайзера мы получаем практически идеальную АЧХ с ослаблением около 1дБ.

Пассивные линейные эквалайзеры

Линейные эквалайзеры могут быть активными и пассивными. Простейший пассивный эквалайзер выглядит следующим образом:

На низких частотах сигнал ослабляется за счет делителя Rhp, Rl. При росте частоты сигнала импеданс Chp снижается, коэффициент деления также снижается, усиливая амплитуду сигнала относительно амплитуды на постоянном напряжении. Принцип работы схемы схож с фильтром высоких частот. Передаточная функция пассивного эквалайзера выглядит следующим образом:

Перейдем во временную область. На рисунке а) представлен сигнал на выходе передатчика, на рисунке b) - сигнал на входе приемника. Видно, что за счет ослабления амплитуды сигнала печатной платой реальная длительность 0 и 1 ошибочно уменьшена или увеличена. Данное явление называется межсимвольной интерференцией (ISI). В случае внедрения пассивного эквалайзера (рисунок c) мы ослабляем амплитуду на постоянном напряжении, но усиливаем относительно этого уровня амплитуду на рабочей частоте. В результате мы получаем корректное распознавание битов, хоть и с меньшей амплитудой сигнала.

Для анализа работы интерфейсов был придуман замечательный инструмент - глазковая диаграмма. Для получения этой диаграммы на выходе передатчика генерируется случайная (или наихудшая) последовательность битов. Щупы осциллографа устанавливаются на входы приемника. Далее осциллограф записывает все переходы сигнала за определенный промежуток и накладывает их друг на друга.

Для описанного выше примера, глазковая диаграмма без эквалайзера представлена на рисунке а), мы наблюдаем полностью закрытый глаз. Это значит, что приёмник не сможет корректно распознать 0 или 1 на своем входе. Глаз с пассивным эквалайзером представлен на рисунке b), амплитуда сигнала меньше, но теперь глаз раскрыт.

Насколько должен быть раскрыт глаз определяется спецификацией интерфейса. На глаз накладывается маска, которая визуализирует данные требования:

Активные линейные эквалайзеры (CTLE)

Активные линейные эквалайзеры применяются гораздо чаще, чем их пассивные братья, по устройству они похожи на активные ФВЧ. Активный эквалайзер уже не создает ослабления сигнала на нулевой частоте, при этом усиливая высокие частоты.

В случае применения активного эквалайзера для предыдущего примера мы увидим, что глаз раскрылся еще больше, а амплитуда не уменьшилась:

Дискретные линейные эквалайзеры (DLE)

На высоких частотах большой популярностью пользуются дискретные линейные эквалайзеры (DLE). В основе дискретных эквалайзеров лежит КИХ фильтр. Идея заключается в том, что эквалайзер умножает входной сигнал на определенные коэффициенты таким образом, чтобы усилить конкретные частоты в спектре сигнала. Для этого DLE использует набор коэффициентов совместно с линиями задержки. На рисунке проиллюстрирована работа DLE. Коэффициент C-1 называют прекурсором, коэффициенты С0-2 - посткурсорами. Прекурсор увеличивает фронт сигнала (за счет формирования небольшой отрицательной амплитуды до импульса). Посткурсоры снижают межсимвольную интерференцию за счет снижения постоянной составляющей в спектре сигнала.

В случае усиления высоких частот с помощью DLE процесс эквализации называется pre-emphasis. При ослаблении низких частот процесс называется - de-emphasis.

Cигнал c будет pre-emphasis выглядеть следующим образом:

Эквалайзеры обратной связи решения (DFE)

Линейные эквалайзеры хороши в устранении межсимвольной интерференции, но они плохо справляются с отражениями или перекрестными помехами. Для этих целей хорошо подходит DFE (Decision feedback equalizer). Его принцип работы прост: он вычитает из текущего символа часть амплитуды предыдущего символа.

Построен данный эквалайзер также на основе КИХ фильтра, но теперь он имеет обратную связь. За счет вычитания из предыдущего символа форма сигнала получается нелинейной и рваной, однако данный эквалайзер эффективно борется с помехами.

Применения

У каждого эквалайзера есть своя область применения. Линейные эквалайзеры отлично справляются с потерями, но не смогут должным образом восстановить сигнал с нелинейными изменениями, например, в случае отражений.

Рассмотрим АЧХ двух сигналов: красного и синего:

Очевидно, что для синего идеально подходит CTLE. Результат применения линейного эквалайзера для синего сигнала будет выглядеть следующим образом:

А что же будет если к этому сигналу применить DFE?

Тоже неплохо, но очевидно, что в данном случае мы создаем ненужный звон. А вот для красного сигнала с его нелинейным спектром отлично подойдет DFE. Во временной области это будет выглядеть следующим образом:

Некоторые пики остались не скомпенсированы, но по мере продвижения сигнала по тракту они сгладятся легче за счет меньшей длительности.

Отличия эквалайзеров можно заметить и на глазковой диаграмме. Для CTLE линии будут без разрывов, линейные. DFE же добавляет к глазу резкие скачки, обусловленные его принципом работы.

Реальный пример: PCIe

Устройство эквалайзеров внутри PCIe устройств

PCIe один из самых популярных высокоскоростных интерфейсов в компьютерной технике. Разберём, что же именно придумали PSI-SIG для своего детища. Для PCIe Gen.1-2 разработчики внедрили DLE на передатчике с ослаблением низких частот на 3дБ (de-emphasis):

Выше третьего поколения все стало сложнее. На передатчик добавили DLE с одним прекурсором и двумя посткурсорами:

На приемник добавили CTLE и DFE с двумя коэфециентами:

Целиком тракт теперь выглядит следующим образом:

В момент тренировки линка проводится отправка тестовых последовательностей с передатчика на приемник. Далее в память BIOS записываются коэффициенты для эквалайзеров, наилучшим образом показавшиеся себя для каждого из поколений (начиная с 3его).

Когда внутренних эквалайзеров не достаточно

Однако не всегда достаточно эквалайзеров, встроенных в приемник и передатчик устройств PCIe. В этом случае приходится ставить отдельную микросхему - редрайвер или ретаймер, в зависимости от уровня искажений и их природы. Редрайверы содержат в себе CTLE, их внутреннюю архитектуру PCI-SIG показывает так:

Подобные микросхемы позволяют в основном компенсировать потери на плате. Коэффициент усиления можно выбирать во внутренних регистрах микросхемы.

Когда линейного эквалайзера недостаточно, в дело идут ретаймеры. Эти микросхемы являются, по сути, полноценным PCIe устройством. Внутри присутствуют CTLE, DFE, DLE:

Естественно, обилие полезных возможностей ретаймеров не бесплатное удовольствие. Ретаймеры имеют гораздо большую стоимость чем редрайверы, однако иногда они - единственный выход.

Сравнительная таблица, которую приводит PCI-SIG

Заключение

У каждого типа эквализации есть свои сильные и слабые стороны. На основе этой информации вам как разработчику придется делать выбор о применении того или иного решения.

Предположим, у вас есть передатчик TX и приемник RX, которые соединены трактом. Пусть TX - DP порт PCIe CPU, а RX - UP порт PCIe микросхемы на карточке:

Вы отправляете идеальный сигнал с передатчика (DP CPU), который выглядит следующим образом:

Резкие фронты, четкие уровни 1 и 0 - все, что требуется для безошибочного распознавания битов. А на приемнике вы получаете грустную картинку:

Естественно, корректно распознать где 0, а где 1, в данном случае абсолютно невозможно. По итогу, на приемник приходит совсем другая последовательность, что приводит некорректной работе интерфейса.

Почему так происходит?

Дело в том, что сигнал от передатчика к приёмнику проходит путь по неидеальной среде, влияющей на качество сигнала. Основные факторы, влияющие на качество сигнала:

• Ослабления сигнала за счет потерь при передаче (потери в диэлектрике, из - за шероховатости меди, падение на дорожках);
• Отражения (из - за различия в импедансах, неравномерности передающей структуры)
• Помехи (перекрестные помехи, шумы на питании/земле, сетевые помехи)

Для решения данной проблемы были созданы эквалайзеры. Цепи, способные нивелировать отрицательное воздействие на передаваемый по тракту сигнал.

Принцип работы и типы эквалайзеров

Главная цель эквалайзера - скомпенсировать АЧХ и ФЧХ системы таким образом, чтобы среда передачи не оказывала никакого влияния на сигнал.

Рассмотрим тракт на печатной плате с диэлектриком FR4, его передаточная характеристика показана красной линией. Заметим, что с ростом частоты увеличиваются и потери, таким образом на частоте 6ГГц сигнал будет ослаблен на 8дБ. Для компенсации потерь можно использовать линейный эквалайзер (зеленая линия). Усиление сигнала для такого эквалайзера растет пропорционально росту частоты (до определенного момента).

В итоге при сложении передаточных характеристик канала и эквалайзера мы получаем практически идеальную АЧХ с ослаблением около 1дБ.

Пассивные линейные эквалайзеры

Линейные эквалайзеры могут быть активными и пассивными. Простейший пассивный эквалайзер выглядит следующим образом:

На низких частотах сигнал ослабляется за счет делителя Rhp, Rl. При росте частоты сигнала импеданс Chp снижается, коэффициент деления также снижается, усиливая амплитуду сигнала относительно амплитуды на постоянном напряжении. Принцип работы схемы схож с фильтром высоких частот. Передаточная функция пассивного эквалайзера выглядит следующим образом:

Перейдем во временную область. На рисунке а) представлен сигнал на выходе передатчика, на рисунке b) - сигнал на входе приемника. Видно, что за счет ослабления амплитуды сигнала печатной платой реальная длительность 0 и 1 ошибочно уменьшена или увеличена. Данное явление называется межсимвольной интерференцией (ISI). В случае внедрения пассивного эквалайзера (рисунок c) мы ослабляем амплитуду на постоянном напряжении, но усиливаем относительно этого уровня амплитуду на рабочей частоте. В результате мы получаем корректное распознавание битов, хоть и с меньшей амплитудой сигнала.

Для анализа работы интерфейсов был придуман замечательный инструмент - глазковая диаграмма. Для получения этой диаграммы на выходе передатчика генерируется случайная (или наихудшая) последовательность битов. Щупы осциллографа устанавливаются на входы приемника. Далее осциллограф записывает все переходы сигнала за определенный промежуток и накладывает их друг на друга.

Для описанного выше примера, глазковая диаграмма без эквалайзера представлена на рисунке а), мы наблюдаем полностью закрытый глаз. Это значит, что приёмник не сможет корректно распознать 0 или 1 на своем входе. Глаз с пассивным эквалайзером представлен на рисунке b), амплитуда сигнала меньше, но теперь глаз раскрыт.

Насколько должен быть раскрыт глаз определяется спецификацией интерфейса. На глаз накладывается маска, которая визуализирует данные требования:

Активные линейные эквалайзеры (CTLE)

Активные линейные эквалайзеры применяются гораздо чаще, чем их пассивные братья, по устройству они похожи на активные ФВЧ. Активный эквалайзер уже не создает ослабления сигнала на нулевой частоте, при этом усиливая высокие частоты.

В случае применения активного эквалайзера для предыдущего примера мы увидим, что глаз раскрылся еще больше, а амплитуда не уменьшилась:

Дискретные линейные эквалайзеры (DLE)

На высоких частотах большой популярностью пользуются дискретные линейные эквалайзеры (DLE). В основе дискретных эквалайзеров лежит КИХ фильтр. Идея заключается в том, что эквалайзер умножает входной сигнал на определенные коэффициенты таким образом, чтобы усилить конкретные частоты в спектре сигнала. Для этого DLE использует набор коэффициентов совместно с линиями задержки. На рисунке проиллюстрирована работа DLE. Коэффициент C-1 называют прекурсором, коэффициенты С0-2 - посткурсорами. Прекурсор увеличивает фронт сигнала (за счет формирования небольшой отрицательной амплитуды до импульса). Посткурсоры снижают межсимвольную интерференцию за счет снижения постоянной составляющей в спектре сигнала.

В случае усиления высоких частот с помощью DLE процесс эквализации называется pre-emphasis. При ослаблении низких частот процесс называется - de-emphasis.

Cигнал c будет pre-emphasis выглядеть следующим образом:

Эквалайзеры обратной связи решения (DFE)

Линейные эквалайзеры хороши в устранении межсимвольной интерференции, но они плохо справляются с отражениями или перекрестными помехами. Для этих целей хорошо подходит DFE (Decision feedback equalizer). Его принцип работы прост: он вычитает из текущего символа часть амплитуды предыдущего символа.

Построен данный эквалайзер также на основе КИХ фильтра, но теперь он имеет обратную связь. За счет вычитания из предыдущего символа форма сигнала получается нелинейной и рваной, однако данный эквалайзер эффективно борется с помехами.

Применения

У каждого эквалайзера есть своя область применения. Линейные эквалайзеры отлично справляются с потерями, но не смогут должным образом восстановить сигнал с нелинейными изменениями, например, в случае отражений.

Рассмотрим АЧХ двух сигналов: красного и синего:

Очевидно, что для синего идеально подходит CTLE. Результат применения линейного эквалайзера для синего сигнала будет выглядеть следующим образом:

А что же будет если к этому сигналу применить DFE?

Тоже неплохо, но очевидно, что в данном случае мы создаем ненужный звон. А вот для красного сигнала с его нелинейным спектром отлично подойдет DFE. Во временной области это будет выглядеть следующим образом:

Некоторые пики остались не скомпенсированы, но по мере продвижения сигнала по тракту они сгладятся легче за счет меньшей длительности.

Отличия эквалайзеров можно заметить и на глазковой диаграмме. Для CTLE линии будут без разрывов, линейные. DFE же добавляет к глазу резкие скачки, обусловленные его принципом работы.

Реальный пример: PCIe

Устройство эквалайзеров внутри PCIe устройств

PCIe один из самых популярных высокоскоростных интерфейсов в компьютерной технике. Разберём, что же именно придумали PSI-SIG для своего детища. Для PCIe Gen.1-2 разработчики внедрили DLE на передатчике с ослаблением низких частот на 3дБ (de-emphasis):

Выше третьего поколения все стало сложнее. На передатчик добавили DLE с одним прекурсором и двумя посткурсорами:

На приемник добавили CTLE и DFE с двумя коэфециентами:

Целиком тракт теперь выглядит следующим образом:

В момент тренировки линка проводится отправка тестовых последовательностей с передатчика на приемник. Далее в память BIOS записываются коэффициенты для эквалайзеров, наилучшим образом показавшиеся себя для каждого из поколений (начиная с 3его).

Когда внутренних эквалайзеров не достаточно

Однако не всегда достаточно эквалайзеров, встроенных в приемник и передатчик устройств PCIe. В этом случае приходится ставить отдельную микросхему - редрайвер или ретаймер, в зависимости от уровня искажений и их природы. Редрайверы содержат в себе CTLE, их внутреннюю архитектуру PCI-SIG показывает так:

Подобные микросхемы позволяют в основном компенсировать потери на плате. Коэффициент усиления можно выбирать во внутренних регистрах микросхемы.

Когда линейного эквалайзера недостаточно, в дело идут ретаймеры. Эти микросхемы являются, по сути, полноценным PCIe устройством. Внутри присутствуют CTLE, DFE, DLE:

Естественно, обилие полезных возможностей ретаймеров не бесплатное удовольствие. Ретаймеры имеют гораздо большую стоимость чем редрайверы, однако иногда они - единственный выход.

Сравнительная таблица, которую приводит PCI-SIG

Заключение

У каждого типа эквализации есть свои сильные и слабые стороны. На основе этой информации вам как разработчику придется делать выбор о применении того или иного решения.

Классификация

Начнем с классификации. Дерево начинается с разделения на две категории: постоянные и переменные конденсаторы. Из названия групп все понятно, у переменных конденсаторов возможно изменение емкости в определенном диапазоне. У постоянных конденсаторов емкость - константа. В данной статье будут рассмотрены только постоянные конденсаторы.

Стеклянные конденсаторы

В качестве диэлектрика используется стекло, расположенное между двумя электродами. Применяются при высоких требованиях к надежности. Диэлектрик заключен в герметичный корпус, в связи с этим влияние внешней среды минимизировано. Обладают высокой стабильностью, низкими потерями, но невысокой ёмкостью(сотни нФ). Применяются довольно редко.

Внешний вид:

Масляные/бумажные конденсаторы

Представляют из себя ролл, состоящий из листов диэлектрика, на которые помещается слой проводящей фольги. Далее эта конструкция скручивается и помещается в корпус. Популярны в основном в силовых установках. Способны выдерживать десятки тысяч вольт и сотни ампер. Масляное заполнение улучшает теплопередачу на корпус, что позволяет более эффективно охлаждать конденсаторы. Также у масляных конденсаторов есть замечательное свойство самовосстанавливаться.

Внешний могут выглядеть и так:

Вакуумные конденсаторы

Диэлектриком является вакуум, как можно понять из названия. Нашли применение в высоковольтном оборудовании (десятки кВ), в том числе и высокочастотном. Применяется в установках индуктивного нагрева, могут самовосстанавливаться.

Слюдяные конденсаторы

В качестве диэлектрика используются тонкие слои слюды, чередующиеся со слоями проводника. Еще один тип конденсаторов с высокой стабильностью и точностью. Может выдерживать до тысячи вольт и обладает низкими потерями, в связи с этим используется для задания постоянных времени, создания фильтров. Популярен в оборудовании, работающем на радиочастотах.

Кремниевые конденсаторы

Конденсаторы, выполнение на кристалле кремния. Регулярно встречаются внутри готовых микросхем. Обладают низкой паразитной индуктивностью и сопротивлением, применяются для развязки сигналов на кристалле, фильтрации питания. Самое частое применение - хранение заряда в ячейке памяти DRAM, фильтрация питания. Рассчитаны на десятки вольт.

Пленочные конденсаторы

Конденсаторы, состоящие из множества тонких слоев полимера, расположенных между слоями проводящей фольги. Пленочные конденсаторы способны выдерживать до нескольких киловольт, обладают высокой точностью, низким ESR (об этом параметре позже). Относительно недорогие по сравнению с конденсаторами, перечисленными выше. Применяются в различных областях от источников питания до радиоаппаратуры.

Электролитические конденсаторы

Для электролитических конденсаторов с диэлектриком Al2O3 технология изготовления аналогична бумажным, однако изолирующая бумага пропитывается жидким электролитом:

В случае с танталовыми (Ta2O5, MnO2) внутренняя структура будет несколько отличаться. Для цилиндрических конденсаторов она выглядит так:

И для SMD компонентов:

Электролиты и танталовые конденсаторы присутствуют практически в любом устройстве. Обладают большой емкостью и способны выдерживать достаточно высокое напряжение (до кВ). Важной особенностью данных конденсаторов является их однополярность. Напряжение на конденсаторе должно быть направлено от анода к катоду. Современные танталы ушли далеко от своих предшественников, сегодня это могут быть конденсаторы с высокой емкостью и очень низким ESR, изготовленные уже, конечно, по другой технологии. Кстати, с танталами стоит быть аккуратнее, они чаще других конденсаторов выходят из строя, не любят резкие броски тока.

Суперконденсаторы

Чем то схожи с электролитическими, но теперь между электродами дополнительно добавляют сепаратор. Он нужен, чтобы не допустить перемещения зарядов от одного электрода ко второму. Являются обладателями максимально возможной емкости. Напряжения, однако, варьируются в пределах пары десятков вольт. Используются для обеспечения бесперебойного питания на коротком промежутке времени.

Керамические конденсаторы

Самая многочисленная группа конденсаторов. В качестве диэлектрика используется различная керамика, которая чередуется с металлом, относящимся к каждому из электродов. Работают в широком диапазоне напряжений (до десятков кВ), имеют высокую удельную емкость, низкий ESR и потери.

В качестве итога классификации можно использовать следующую диаграмму, на ней присутствуют самые популярные типы конденсаторов:

Характеристики конденсаторов

Рассмотрим по каким же критериям и параметрам можно подбирать конденсаторы:

Емкость (Capacitance)

Безусловно, важнейший параметр, по которому отсеется большинство претендентов, думаю тут объяснять не требуется.

Максимальное рабочее напряжение (Maximum rated voltage)

Второй важнейший параметр, по которому следует вести поиск. Однако не для всех конденсаторов можно выбирать напряжение вплотную к максимальному напряжению на схеме. Для некоторых танталов, электролитов и керамики рекомендуется выбирать напряжение с двойным запасом. Однако все зависит от конкретного конденсатора, современные танталы могут работать отлично и при 100% от максимального напряжения, и даже чуть выше.

Полярный/не полярный

Для определённых приложений возможно использовать полярные конденсаторы, например, они популярны на входе и выходе источников питания, где напряжение не меняет полярность. Полярные конденсаторы обладают большей емкостью, однако подойдут не для всех схем.

Точность

Важный параметр для прецизионных схем. При большом разбросе емкости вы можете получить некорректную работу схемы, особенно если емкость стоит в фильтре, осцилляторе, времязадающей цепи. Конденсаторы с высокой точностью - слюдяные, пленочные, некоторые типы керамических.

Паразитные параметры (ESR, ESL, Rp)

Как мы знаем, у всех компонентов есть паразитные параметры. Конденсаторы не стали исключением. У электродов любого конденсатора присутствует ненулевые сопротивление и индуктивность, диэлектрик также не идеален и имеет большое, но не бесконечное сопротивление. Эквивалентная схема конденсатора с паразитными параметрами выглядит следующим образом:

ESR - последовательное cопротивление, его составляющие: сопротивление электродов и внутренних соединений (которое зависит от частоты из - за скин эффекта), диэлектрические потери, также зависимые от частоты;

ESL - последовательная индуктивность выводов и внутренних соединений;

Rp(IR) - параллельное сопротивление, которое иллюстрирует утечки в диэлектрике.

В связи с этим полный импеданс конденсатор описывается следующей формулой:

При работе конденсатора на низких частотах ESL, ESR не берутся в расчет, однако, когда вы доходите до резонансной частоты (когда реактивный компонент Xl становится равен Xc) паразитные параметры играют огромную роль. При повышении рабочей частоты выше резонансной, конденсатор начинает действовать как индуктивность. В этом случае он больше не выполняет свою функцию.

Таким образом, чтобы не получить индуктивное поведение, которое ведет к дополнительным пульсациям, стоит использовать конденсатор с меньшим ESL. Чаще всего это будут керамические конденсаторы поверхностного монтажа, есть даже специальные корпуса, в которых индуктивность минимизирована.

ESR также играет важную роль. В случае больших пульсаций тока через конденсатор, например, в источниках питания, ток будет создавать падение напряжения на ESR. Это приведет к дополнительным помехам, потерях в конденсаторе и деградации импеданса подсистемы питания. ESR также растет с повышением температуры. А вот так выглядит распределение ESR для разного типа конденсаторов:

Популярным приемом является каскадирование различных типов конденсаторов (комбинация электролитов/танталов и керамики разных номиналов), чтобы получить требуемый импеданс подсистемы питания с учетом ESR и ESL. Низкий импеданс на высоких частотах позволяет нагрузке резко менять потребление энергии без просадок напряжения. Пример построения подсистемы питания для высокопроизводительной микросхемы:

Импеданс системы питания:

И, наконец, Rp(IR) - параллельное сопротивление, в документации чаще всего Insulation resistance. Данный параметр важен в случае если ваш конденсатор используется в устройстве с низким потреблением, например, в носимых устройствах с батарейным питанием или медицинском оборудовании.

Тип монтажа (поверхностный/выводной)

При выборе типа монтажа стоит ориентироваться на несколько параметров: свободное место на плате, удобство размещения других компонентов, технологичность производства, стоимость компонента, паразитные параметры. Чаще всего выводные компоненты стоят дешевле, но обладают большими ESR, ESL, а при их пайке требуется дополнительная технологическая операция.

Тип диэлектрика

Особенно актуально для керамических конденсаторов. У разных типов диэлектриков отличается удельная ёмкость (больше емкости в том же корпусе), температурный диапазон, изменение емкости от температуры. Таблица для класса 2 и 3 керамических диэлектриков:

Для класса 1 таблица выглядит так:

Далее выбор за вами, к какому изменению емкости на всем температурном диапазоне вы готовы. Самые популярные диэлектрики для индустриальных применений: X7R, Y6S, C0G. Для потребительской электроники: X5R, X7R, Y5V. Для военной - в основном C0G, хотя все зависит от температурного диапазона и предназначения конденсатора.

Для сравнения можно посмотреть на изменение емкости для электролитических конденсаторов относительно керамических:

Максимальный пульсирующий ток через конденсатор (Ripple current)

Больше всего актуально при построении источников питания. На каждом цикле работы преобразователя ток заряжает/разряжает входной и выходной конденсаторы.

График пульсаций тока в выходном конденсаторе:

Пульсации тока относительно статического значения не должны превышать значения, заданного производителем. В ином случае конденсатор может перегреться и сгореть/взорваться. Важно помнить, что бросок тока возможен и при резко приложенном напряжении к обкладкам разряженного конденсатора. Если же вы видите, что выходите за пределы разрешенных значений, решением является поставить параллельно еще один конденсатор - таким образом, допустимые пульсации возрастут в два раза.

Температурный диапазон

Диапазон в котором конденсатор может гарантировано работать. Стоит выбирать исходя из параметров конечного устройства, а также ориентируясь на предыдущие два пункта.

Добротность (Q-factor)

Добротность обратна к тангенсу потерь(tanб) и говорит нам о том, насколько эффективно конденсатор накапливает и отдает энергию:

По этому параметру можно понять насколько большие потери вы получите на определенной частоте. Для цепей радиооборудования, осцилляторов, высокочастотных источников питания требуются конденсаторы с высокой добротностью, иначе, при передаче энергии, конденсатор может перегреться за счет рассеивания энергии. Керамические и слюдяные конденсаторы обладают высокой добротностью.

Срок службы(Life expectancy)

Важный параметр для построения высоконадежных систем. Различные типы конденсаторов имеют разный срок службы. Электролитические конденсаторы обычно имеют более короткий срок службы по сравнению с керамическими или пленочными конденсаторами. При превышении максимальных параметров, заданных производителем, конденсаторы деградируют быстрее. Повышена температура и агрессивная окружающая среда сокращают срок службы.

Неожиданные сюрпризы

И вот вы нашли ваш идеальный конденсатор. Теперь важно упомянуть о паре неожиданных эффектов, на которые вы могли не обратить внимание, хотя это может повлиять на ваше устройство.

Снижение емкости в зависимости от постоянного напряжения (DC bias)

Предположим, вы взяли керамических конденсаторов X5R на 10В для своего источника питания на 5В. По расчетам для обеспечения необходимого уровня пульсаций на выходе вам потребовалась емкость 100мкФ. Вам приходит плата, вы замеряйте уровень пульсаций и получайте значение в 2 раза хуже. Почему? Все дело в том, что у керамических есть замечательный график, который называется dC/C vs DC bias. При приближении рабочего напряжения к максимальному, ваша эффективная емкость будет снижаться(с разной скоростью, в зависимости от типа диэлектрика). Для минимизации эффекта стоит выбирать конденсаторы с бОльшим максимальным напряжением, либо с диэлектриком первого класса.

Данный эффект затрагивает только керамические конденсаторы. Кстати, он еще зависит и от размера корпуса, для больших корпусов уменьшение емкости снижается:

Эффект старения

Если рассчитываете на применение в устройстве на протяжении долгого срока стоит обратить внимание на этот параметр. В лидерах электролиты, которые высыхают со временем, далее идут керамические конденсаторы. У электролитов со временем повышается вероятность выхода из строя, растет ESR.

Обычной практикой является замена электролитов после выработки своего ресурса. Керамические конденсаторы же можно восстановить нагревом до точки Кюри:

Пьезоэффект

Пьезоэффект - эффект возникновения поляризации диэлектрика под действием механических напряжений. Очень неприятный эффект для керамических конденсаторов, стоящий на плате, подвергающейся механическим колебаниям. Особенно внимательно стоит анализировать данный эффект в автомобильных приложениях. Механические вибрации передаются на плату, далее прикладываются к конденсатору и создают дополнительный пульсации напряжения на его обкладках:

Даже единичное механическое колебание преобразуется в помеху:

Также присутствует и обратный эффект, пульсации напряжения на определённой частоте приводят к механическим колебаниям в диэлектрике, создавая скачки ESR:

Выходом является использовать высокостабильные диэлектрики 1 класса, в частности C0G.

Изменение емкости с изменением амплитуды переменного напряжения

И опять страдают керамические конденсаторы с диэлектриком 2 и 3 классов. При изменении амплитуды переменного сигнала на обкладках конденсатора изменяется и его емкость. На 1 класс диэлектриков это не распространяется, они сделаны по другой технологии.

Эффект памяти

Данный эффект связан с тем, что переориентирование некоторых диполей в диэлектрике происходит с задержкой. Это приводит к тому, что после полного разряда конденсатора до 0 через некоторое время на его выводах появится положительное напряжение:

Данный эффект оказывает особое влияние на цепи точных измерений с интегральной составляющей, добавляя значительную ошибку. Выходом является использование конденсаторов, минимизирующих данный эффект: керамики 1 класса, пленочные конденсаторы.

Заключение

Надеюсь, теперь вы знаете чуть больше о конденсаторах и сможете подобрать своего идеального кандидата. Главное правило - досконально изучить документацию, особенно если речь об ответственных применениях.