Целью настоящей работы является закрепление студентами теоретических знаний, полученных при изучении основных разделов курса «Электропитание устройств и систем связи».

При выполнении контрольной работы студент должен: обосновать выбор одной из четырех наиболее широко применяемых на практике схем высокочастотных регулируемых транзисторных преобразователей и провести расчет элементов силовой части выбранной схемы преобразователя.

Выполнение контрольного задания предусматривает большой объем работы со справочной литературой по современным радиокомпонентам.

Задание предусматривает сто вариантов. Номер варианта задачи, выполняемой студентом, должен соответствовать двум последним цифрам номера зачётной книжки.

Контрольная работа Электропитание устройств и систем связи https://kursovik-bezproblem.ru/shop/kontrolnaya/kontrolnaya-rabota-po-kursu-elektropitanie-ustrojstv-i-sistem-svyazi/, решенным не по своему варианту, не проверяется преподавателем и возвращается студенту без зачёта.

Вариант 02

Вариант 03

Вариант 04

Вариант 05

Вариант 44

ЗАДАНИЕ И ОБЩИЕ УКАЗАНИЯ ПО ОФОРМЛЕНИЮ

КОНТРОЛЬНОЙ РАБОТЫ

Исходные данные к расчету выбираются из таблиц 1 и 2 в соответствии с номером зачётной книжки.

Контрольная работа выполняется в обычной ученической тетради. Она должна быть аккуратно оформлена, разборчиво написана на одной стороне каждого листа, т.е. на правой странице развернутой тетради. Левая страница должна быть оставлена чистой, так как она предназначена для внесения студентами исправлений и дополнений по результатам рецензии.

Для замечаний преподавателя на каждой странице тетради необходимо оставлять поля шириной 3…4 см. Все страницы нумеруются.

На обложке тетради следует наклеить заполненный адресный бланк, а на первой странице тетради – титульный лист.

КОНТРОЛЬНАЯ РАБОТА ДОЛЖНА БЫТЬ ОФОРМЛЕНА СЛЕДУЮЩИМ ОБРАЗОМ:

записать исходные данные к расчету;
обосновать выбор схемы, которая будет рассчитываться, и кратко описать её работу;
расчетные формулы должны быть приведены в общем виде и с подставленными в системе СИ численными значениями величин;
принципиальные схемы и графики должны соответствовать требованиям ЕСКД (чертежи могут быть выполнены карандашом);
все рисунки, графики, чертежи и таблицы должны быть пронумерованы;

Таблица 1

Варианты задания

Предпоследняя цифра номера зачетной книжки

Напряжение фазы питающей сетиUф, В

220

127

110

220

127

110

220

127

Частота тока питающей сетиfc, Гц

Число фаз сети, m

Пульсность сетевого выпрямителя p

Относительное изменение напряжения питающей сети: в сторону увеличения а максв сторону уменьшения а мин

0,20,2

0,10,15

0,20,1

0,10,1

0,10,2

0,150,1

0,20,2

0,10,15

0,20,2

Частота преобразования fn, кГц

Диапазон рабочих температур, ˚ С

-10…+50

-20…+40

-10…+30

-30…+40

-20…+40

-5…+50

-20…+20

-10…+40

-20…+50

-10…+60

Таблица 2

Варианты задания

Последняя цифра номера зачетной книжки

U0, В

5,0

24,0

5,0

27,0

12,0

5,0

27,0

I0 макс., А

6,0

10,0

8,0

6,0

10,0

6,0

8,0

4,0

I0 мин., А

0,6

2,0

3,0

1,0

0,8

2,0

1,0

2,0

0,6

Нестабильность выходного напряжения при изменении питающей сетиδ, %

Амплитуда пульсации выходного напряженияUвых. m , В

0,05

0,2

0,12

0,05

0,27

0,15

0,05

0,27

в конце контрольной работы привести перечень элементов схемы, выполненный в соответствии с требованиями ЕСКД;
в конце работы привести список литературы;
работа должна быть подписана и указана дата.

Допускается выполнение контрольной работы с помощью средств вычислительной техники.

Получив контрольную работу с рецензией преподавателя, студент должен ознакомиться со всеми замечаниями, исправить отмеченные ошибки и письменно ответить на все поставленные преподавателем вопросы.

В том случае, если контрольная работа выполнена неудовлетворительно и возвращена студенту, необходимо внести в неё исправления или выполнить задание заново в соответствии с указаниями преподавателя, после чего её следует снова выслать для повторной проверки вместе с незачтённой ранее работой.

МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ

ПО ВЫПОЛНЕНИЮ КОНТРОЛЬНОЙ РАБОТЫ

2.1 Структурная схема источника электропитания

Широкое внедрение микросхем в электронной аппаратуре диктует необходимость улучшения массо-объёмных показателей стабилизирующих источников вторичного электропитания (ИВЭП), что достигается применением импульсных способов регулирования и отказом от низкочастотных трансформаторов. В литературе подобные ИВЭП получили названия источников электропитания с бестрансформаторным входом [1], [2].

Наиболее часто эти ИВЭП выполняются по структурной схеме, приведенной на рисунке 1.

Рисунок 1 — Структурная схема ИВЭП с бестрансформаторным входом.

На этом рисунке:

В1– входной сетевой выпрямитель напряжения;Ф1 – входной сглаживающий фильтр (ФНЧ);Пр – импульсный преобразователь напряжения (конвертор);СУ– схема управления;U 0 – выходное напряжение преобразователя;U вх. – входное напряжение преобразователя.

В этих устройствах первым элементом является так называемый сетевой выпрямитель, преобразующий электрическую энергию сети переменного тока в электрическую энергию постоянного тока.

В качестве сетевого выпрямителя В1 для однофазной и трёхфазной сетей используются выпрямители с емкостным характером нагрузки.

Расчет схемы сетевого выпрямителя осуществляется после расчета преобразователя. Преобразователь Пр (конвертор) преобразует напряжение постоянного тока U вх в напряжение постоянного тока другого уровня — U 0 .

Конвертор ИВЭП с бестрансформаторным входом строится в основном на базе регулируемых транзисторных преобразователей. Транзисторы в преобразователях работают в режиме переключения так, что большую часть периода преобразования они находятся в режиме отсечки или насыщения. Этим объясняются высокие энергетические показатели источников с импульсным регулированием.

Повышение частоты преобразования позволяет уменьшить объем и массу электромагнитных элементов и конденсаторов, и тем самым улучшить удельные массо-объёмные показатели.

В стабилизирующих ИВЭП, как правило, применяют широтно-импульсный (ШИМ) способ регулирования, при котором период коммутации постоянен, а время нахождения транзистора в области насыщения (отсечки) изменяется.

Схема управления содержит следящий делитель с коэффициентом передачи

Kд ≤ 1, усилитель сигнала ошибки (Kу »1) и широтно-импульсный модулятор (Kшим »1). Произведение Kд· Kу· Kшим называют петлевым коэффициентом усиления, который определяет нестабильность выходного напряжения Uо (абсолютную — Δ Uо, или относительную — δ = Δ Uо/ Uо):

2.2. Основные схемы преобразователей напряжения

В системах электропитания устройств связи и радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) в основном применяются однотактные и двухтактные преобразователи напряжения с гальванической развязкой между источниками энергии и нагрузкой.

В отечественной практике из однотактных преобразователей используются следующие типы:

однотактный преобразователь с прямым включением диода, в котором энергия в нагрузку передается на интервале включенного (открытого) состояния регулирующего транзистора;
однотактный преобразователь с обратным включением диода, в котором энергия в нагрузку передается во время выключенного (закрытого) состояния регулирующего транзистора;
однотактный преобразователь с разделительными конденсаторами (так называемый преобразователь Кука);
двухтактный полумостовой преобразователь.

Эти схемы приведены ниже. На рисунке 2а изображена классическая схема однотактного преобразователя с прямым включением выпрямительного диода, а на рисунке 2б эпюры, поясняющие её работу.

Рисунок 2 — Схема однотактного преобразователя

с прямым включением выпрямительного диода

При открытом транзисторе VT1 напряжение Uвх оказывается приложенным к первичной обмотке трансформатора W1. Диод VD1 – открыт и энергия источника питания передается в нагрузку . На интервале закрытого состояния транзистора ток нагрузки поддерживается энергией, запасённой дросселем и конденсатором, а энергия, накопленная в магнитопроводе, с помощью обмотки Wp через диод VDp отдается в источник питания. Поскольку в установившемся режиме работы преобразователя энергия, запасенная трансформатором на интервале открытого состояния транзистора, должна быть полностью возвращена в источник питания, то максимальное значение относительной длительности открытого состояния транзистора (где — период работы и длительность открытого состояния транзистора) зависит от соотношения чисел витков обмоток W1 и Wр .

Чем шире пределы регулирования, тем больше значение gмакс и тем меньше должно быть число витков размагничивающей обмотки Wp. Уменьшение числа витков размагничивающей обмотки приводит к увеличению напряжения на закрытом транзисторе преобразователя:

Так, при gмакс=0,5 напряжение на закрытом транзисторе идеального преобразователя превышает входное напряжение в два раза, а при gмакс=0,9 – в десять раз. Регулировочная характеристика идеального преобразователя имеет линейный

характер: , (1)

где — коэффициент трансформации.

Выражение (1) справедливо при условии безразрывности тока дросселя, которое имеет место если индуктивность фильтрового реактора выше некотрой критической величины .

При заданной мощности в нагрузке Рвых импульсные токи через транзистор VT1 и диоды преобразователя в режиме прерывистых токов больше, чем в режиме непрерывных токов. Поэтому в маломощных источниках (до 400 Вт) режим непрерывных токов предпочтительнее.

При высоких уровнях входного напряжения Uвх ≥ 250 В может применяться полумостовая схема прямоходного однотактного преобразователя, представленная на рисунке 3.

Рисунок 3 — Схема однотактного прямоходового преобразователя

с пониженным напряжением на транзисторах

В этой схеме транзисторы VT1 и VT2 управляются синхронно. Диоды VDp1 и VDp2 обеспечивают рекуперацию энергии, запасенной трансформатором Т1 в источник питания. Достоинством схемы рисунка 3 является меньшее напряжение на закрытых транзисторах VT1 и VT2, которое не превышает величины Uвх.

На рисунке 4а приведена классическая схема однотактного преобразователя с обратным включением выпрямительного диода, а на рисунке 4б, эпюры поясняющие её работу.

Рисунок 4 — Схема однотактного преобразователя

с обратным включением выпрямительного диода

В схеме рисунка 4 при отпирании транзистора VT1 напряжение питания прикладывается к первичной обмотке W1 трансформатора Т1. Полярность напряжения на вторичной обмотке такова, что диод VD1 закрыт. В этом интервале происходит накопление энергии в трансформаторе. При запирании транзистора VT1 изменяется полярность напряжения на обмотках трансформатора, открывается диод VD1 и энергия, накопленная трансформатором, передается в нагрузку. Регулировочная характеристика идеального преобразователя нелинейна и имеет вид:

(2)

Достоинством схемы рисунка 4 является наличие одного моточного элемента (трансформатора Т1), что является в ряде случаев определяющим при выборе схемы малогабаритного, маломощного, экономичного источника электропитания.

При высоких уровнях входного напряжения может применяться полумостовая схема обратноходового однотактного преобразователя, представленная на рисунке 5.

В этой схеме напряжение на закрытых транзисторах VT1 и VT2 не превышает Uвх. С ростом выходной мощности габариты емкостного фильтра Сн преобразователей (рисунки 4, 5) резко растут, что вызывает необходимость применения LC-фильтра.

Рисунок 5 — Схема однотактного обратноходового преобразователя

с пониженным напряжением на транзисторах

Достаточно широкое применение в последнее время находит схема преобразователя с разделительными конденсаторами (схема Кука), показанная на рисунке 6.

Рисунок 6 — Однотактный преобразователь с симметричным

перемагничиваением сердечника трансформатора

В этой схеме при открытом транзисторе VT1 дроссель L1 подключен к источнику питания, а напряжение на первичной обмотке трансформатора W1 равно напряжению на конденсаторе C1. Диод VD1 закрыт и к обмотке дросселя L2 приложено напряжение вторичной обмотки трансформатора. Дроссели L1 и L2 на этом интервале времени запасают энергию. При запирании транзистора VT1 энергия, накопленная дросселем L1, идет на заряд конденсаторов С1, С2 и перемагничивание трансформатора Т1. Энергия, накопленная дросселем L2, передается через диод VD1 в нагрузку. Отличительной особенностью данной схемы является перемагничивание трансформатора по частному симметричному циклу петли гистерезиса. Это позволяет уменьшить габариты трансформатора по сравнению с другими рассмотренными типами однотактных преобразователей. Синфазность изменения э.д.с. обмоток трансформатора и дросселей позволяет объединить эти элементы в один конструктивный узел.

В тех случаях, когда требуется построить ИВЭП при Uвх > 300 В, целесообразно применять двухтактный полумостовой преобразователь, выполненный по схеме рисунка 7. В этой схеме на базы транзисторов VT1 и VT2 от схемы управления (СУ) поступают управляющие импульсы определенной длительности tи. Во время открытого состояния одного из транзисторов к первичной обмотке W1 трансформатора Т1 прикладывается напряжение, равное 0,5 Uвх. При этом к закрытому транзистору прикладывается напряжение, равное Uвх.

Достоинством полумостовой схемы преобразователя является отсутствие постоянного подмагничивания трансформатора.

Рисунок 7 — Двухтактный полумостовой преобразователь

На выходе трансформатора Т1 (см. рисунок 7) в большинстве случаев включают выпрямитель, выполненный либо по мостовой, либо по двухполупериодной схеме со средней точкой. Поэтому на вход LC-фильтра с выхода выпрямителя за один период работы преобразователя поступают два прямоугольных однополярных импульса, что и определяет особенности его расчета.

2.3. Основные схемы сетевых выпрямителей

Назначение сетевого выпрямителя для ИВЭП с бестрансформаторным входом это во-первых, преобразование рода тока – из переменного в постоянный и, во-вторых, сглаживание пульсаций выпрямленного напряжения. В качестве сглаживающих обычно используют емкостные низкочастотные фильтры. Наиболее часто сетевые выпрямители выполняют по схемам, приведенным на рисунке 8.

Рисунок 8 — Схемы выпрямителей с емкостными сглаживающими фильтрами

На рисунке 9 приведены временные диаграммы поясняющие работу двухполупериодной однофазной схемы (рисунок 8а) на ёмкостную нагрузку.

Рисунок 9 — Эпюры работы однофазного мостового выпрямителя

на нагрузку емкостного характера

Здесь 2θ угол отсечки тока вентиля. Очевидно, с уменьшением пульсации напряжения на конденсаторе , уменьшается угол θ, а среднее значение напряжения

стремится к амплитуде напряжения .

Величина емкости Сф определяется исходя из уровня пульсаций по приближенной формуле ,

где Iвх— среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя;

fc — частота питающей сети;

p — число фаз выпрямления (пульсность);

— абсолютный коэффициент пульсаций

напряжения на конденсаторе.

Для расчётов задаются kа=0,1…0,05. Эти пульсации будут отработаны цепью обратной связи преобразователя и не должны быть большими, чтобы не уменьшать диапазон регулирования по другим дестабилизирующим воздействиям.

При малом внутреннем сопротивлении сети наличие конденсатора в схеме выпрямителя вызывает в момент включения резкий бросок тока заряда icmax (см. рисунок 9), который в десятки раз может превышать установившееся значение и привести к выходу из строя выпрямительных диодов. Для ограничения этого тока в схему вводят резистор Rогр.

Сопротивление резистора определяют для наихудшего случая, когда напряжение сети максимально и ограничивают icmax на уровне нескольких десятков ампер. Этот ток является ударным током для диодов и его величина должна соответствовать перегрузочной способности диодов при работе на емкость.

Реально Rогр составляет от 3 до 15 Ом для ИВЭП с выходной мощностью 20…200 Вт. При этом средняя мощность, рассеиваемая на резисторе, невелика и лежит в пределах долей ватта. Импульсная же мощность достигает 10…15 Вт. Поэтому во многих случаях используют проволочные резисторы (ПЭВ) или металлопленочные (ОМЛТ, С2-23), но со значительным запасом по мощности. При мощности 300 Вт и более следует предусматривать автоматическое закорачивание Rогр контактами реле или тиристором [1].

2.4. Порядок расчета

2.4.1. Исходные данные

Исходными данными для выбора и расчета схемы являются:

— номинальное значение сетевого напряжения Uф, В;

относительное отклонение напряжения питающей сети:

— в сторону повышения амакс

— в сторону понижения амин ;

номинальное значение выходного напряжения U0, В;
амплитуда пульсации выходного напряжения Uвых.m, В;
максимальное и минимальное значения тока нагрузки I0.макс, I0.мин., А;
частота преобразования fn;
диапазон температур окружающей среды ˚C;
максимальная выходная мощность преобразователя P0=U0I0 макс.

2.4.2. Алгоритм выбора схемы преобразователя

Определяем максимальную выходную мощность преобразователя

P0 = U0·I0 макс.

Определяем номинальное Uвх. максимальное и минимальное значения входного напряжения преобразователя:

,, ,

где: kа = (0,05…0,1) – абсолютный коэффициент пульсаций

на выходе сетевого выпрямителя (см. рисунок 9);

(при р = 2,3), (при р = 6).

По известным значениям P0 и Uвх с помощью графика рисунка 10 выбираем схему преобразователя с учетом рекомендаций, приведенных в п.п. 2.2.

Области обозначенные ИЛИ соответствуют равноценному применению обоих типов преобразователей.

Рисунок 10 — График областей предпочтительного применения

различных типов преобразователей

Для схем рисунков 4…6 задаемся максимальным значением γмакс = 0,5. Для схемы рисунка 7 задаемся γмакс = 2 · tu / T= 0,85… 0,9. Для схем рисунка 2,3 γмакс = 0,7.
С помощью выражений таблицы 3 определяем амплитудные значения э.д.с. первичной U1m и вторичной U2m обмоток трансформатора преобразователя в функции напряжения первичной сети Uвх и мощности нагрузки P0 (для преобразователя рисунка 7 при двухполупериодной схеме выпрямления определяется амплитудное значение э.д.с. вторичной полуобмотки). При этом задаем:

Uкэ нас.= (1…2,5) В – напряжение коллектор – эмиттер регулирующего транзистора в режиме насыщения; Uпр.VD = Uпр.VD1 = Uпр.VD2 = (0,6…1) В – падение напряжения на диоде в открытом состоянии; DU1 @ 0,02Uвх. – падение напряжения на активном сопротивлении первичной W1 обмотки трансформатора; DU2 = 0,02U0 – падение напряжения на активном сопротивлении вторичной W2 обмотки трансформатора; DUL= (0,02…0,05)U0 = DUL2; DUL1 = (0,02…0,05)Uвх – падение напряжения на активном сопротивлении дросселя L, L1, L2;

DUc1=0,1Uвх – величина изменения напряжения на конденсаторе С1 (для схемы рисунка 7) на частоте преобразования.

Таблица 3

№№п/п

Параметр

Выходной выпрямитель

Схемы рис. 2,3

Схемы рис. 4,5

Схема рис.6

Схема рис. 7

—

U0/(Uвх× n21)

U0/( n21 ×Uвх+ U0)

2 U0/ (n21× Uвх)

gмин

—

U0/(Uвх макс× n21)

U0/( n21× Uвх макс+ U0)

2 U0/ (n21× Uвх макс)

Однополупериодный

n21×I0 макс

—

Мостовой и двухполупериодный

—

n21×I0 макс

Однополупериодный

I0 макс

I0макс

—

Мостовой

—

I0 макс

Двухполупериодный

—

0,5×I0 макс

U1m

Однополупериодный

Uвхмин–Uкэнас— DU1

Uвх мин -Uкэнас — DU1

Uвх мин –Uкэнас — DU1 — DUL1

Мостовой идвухполупериодный

—

0,5×Uвхмин — DUC1 -Uкэнас — DU1

Продолжение таблицы 3

№№п/п

Параметр

Выходной выпрямитель

Схемы рис. 2,3

Схемы рис. 4,5

Схема рис.6

Схема рис. 7

U2m

Однополупериодный

—

Мостовой

—

Двухполупериодный

—

Sст×Sо

Однополупериодный

—

Мостовой

—

Двухполупериодный

—

n21

—

U2m/U1m

—

gмакс×U1m/(Sст×DB×fn)

Окончание таблицы 3

№№п/п

Параметр

Выходной выпрямитель

Схемы рис. 2,3

Схемы рис. 4,5

Схема рис.6

Схема рис. 7

—

W1×n21

—

I1/j

—

I2/j

Lкр

—

U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин)

Lкр1

—

Uвх(1-gмин)/ (2×n21×fn×I0 мин)

—

Lкр2

—

U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин)

—

LW1кр

—

Uвх×g2макс/ (2 fn ×n21× I0 мин)

—

Определяем требуемый коэффициент трансформации n21 трансформатора: n21 = U2m/U1m.
С помощью выражений таблицы 3 для выбранной схемы преобразователя определяем γмин. Если полученное значение γмин ³ 0,15, устройство реализуемо. В противном случае следует выбрать другую схему преобразователя, обладающую более широкими пределами регулирования (например, схему рисунка 2 или рисунка 6) и повторить расчет.
Определяем критическую индуктивность дросселя Lкр в схемах рисунков 2,3 и рисунка 7, критическую индуктивность Lкр1 и Lкр2 в схеме рисунка 6, а также критическую индуктивность Lw1кр в схеме рисунков 4, 5. Принимаем:

L = Lкр; L1=Lкр1; L2=Lкр2; Lw1=Lw1кр.

Определяем значение γ. Полученные при выборе преобразователя данные, необходимые для дальнейших расчетов схемы, заносятся в таблицу 4.

Таблица 4

Результаты расчетов

γ мин

γ макс

n21

U1m, В

U2m, В

L, Гн

Для схемы рис. 6

Lw1, Гн

L1, Гн

L2, Гн

2.4.3. Выбор и расчет трансформатора.

Трансформатор является одним из основных элементов преобразователя, во многом определяющим его энергетические и массо-объемные показатели. Принципиально трансформаторы преобразователей могут быть выполнены на любом магнитопроводе. Следует иметь в виду, что магнитопровод трансфор-матора для преобразователя по схемам рисунков 4,5 должен иметь немагнитный зазор или выполняться из материала не насыщающегося при относительно больших значениях напряженности магнитного поля (магнитодиэлектрика). Однако промышленность выпускает магнитодиэлектрики в ограниченном количестве. Поэтому трансформаторы таких преобразователей целесообразно выполнять на разрезных магнитопроводах. Для трансформаторов же других преобразователей могут с успехом использоваться как разрезные, так и замкнутые магнитопроводы. На частоте преобразования fn= (25…50) кГц сердечники трансформаторов выполняются из феррита. Из разрезных магнитопроводов наибольшее применение находят броневые сердечники. Основные характеристики некоторых типов таких магнипроводов приведены в табл. П.1 приложения, а тороидальных — в таблице П2 приложения [1], [6].

Расчет трансформатора осуществляется по выражениям, приведенным в

таблице 3.

Порядок расчета трансформатора.

Определяем действующее значение токов первичной I1 и вторичной I2 обмоток трансформатора.

Для преобразователя, выполненного по схеме рисунка 7, при двухполупериодной схеме выпрямления определяется действующее значение тока каждой из вторичных полуобмоток.

По выражению, приведенному в таблице 3, определяем произведение поперечного сечения стержня на поперечное сечение окна Sст × Sок.

При этом задаемся:

— коэффициентом заполнения медью окна магнитопровода Кок = 0,25…0,35;

приращением магнитной индукции D В на частоте преобразования. Значение D В для схем рисунков 3…6 приведены (для наиболее часто применяемых материалов М2000НМ-1, 2500НМС-1) в таблице 5;
h — коэффициент полезного действия преобразователя в пределах 0,6…0,8 (меньшее значение КПД соответствует более низкому U0=5 В выходному напряжению);
плотностью тока j в обмотках трансформатора по таблице 6. При выходе за пределы таблицы плотность тока принимается равной граничным значениям.

Таблица 5

Схема

рис. 2,3

рис. 4,5

рис. 6

рис. 7

Значение приращения магнитной индукции D В, Тл

Приfn = 25 кГц

0,15

0,3

Приfn = 50 кГц

0,1

0,2

Таблица 6

fП/PГ , Гц/Вт

100

200

500

1000

j, А/м2

2,5х10+6

3,5х10+6

4х10+6

4,5х10+6

5х10+6

5,4х10+6

5,7х10+6

6х10+6

Для преобразователей рисунков 2…6 габаритная мощность трансформатора равна: PГ = U2m × I2 ×gмакс (1+h)/(2h) .

Для схемы рисунка 7 с двухполупериодным выпрямителем:

По известному произведению Sст × Sок с помощью таблиц П.1, П.2 приложения или по справочнику [1], [6], выбираем тип магнитопровода и уточняем его параметры.
Определяем число витков первичной W1 и вторичной W2 обмоток трансформатора.
Определяем поперечное сечение провода первичной q1 и вторичной q2 обмоток трансформатора.

По таблице П.3 приложения выбираем стандартный провод, имеющий ближайшее большее значение поперечного сечения. Производим пересчет поперечного сечения провода с учетом изоляции (q‘1; q‘2). При небольших токах (до 3…5 А) и напряжении обмоток до 500 В рекомендуется применять провод марки ПЭТВ, свыше 500 В – марки ПЭВ-2; при токах более 5 А следует выбирать провода с комбинированной или двойной хлопчатобумажной изоляцией типа ПЭЛШО или ПБД.

Обмоточные провода обозначаются следующим образом: сначала буквами указываются марка провода, определяющая тип изоляции (материал, толщину, термостойкость, пробивное напряжение), а далее цифрами указывается диаметр провода без изоляции в миллиметрах (чистый диаметр проводника), например, ПЭВ-2 0.12 или ПЭЛШО 0.08.

ПЭВ-2 – провод эмалированный с двухслойной изоляцией на основе синтетических лаков;

ПЭТВ – провод эмалированный термостойкий с лаковой изоляцией;

ПНЭТ–имид – рекомендуется для работы при температуре до 240°С, имеет биметаллическую жилу медь-никель и изоляционную пленку на основе полиамидного лака;

ПСК, ПСДК – провод со стекловолокнистой изоляцией и лаковой пропиткой;

ПЭЛШО – провод медный, изолированный эмалью и одним слоем из натурального шелка.

По известным значениям q‘1; q‘2; W1; W2; Sок необходимо проверить условие размещения обмотки в окне магнитопровода

(q‘1 W1 + q‘2 W2) / Sок £ Kок .

Если данное условие не выполняется, то следует взять больший типоразмер магнитопровода трансформатора и произвести повторный расчет.

Для схем рисунков 4, 5 находим суммарную величину немагнитного зазора D l3 :

D l3 = W12 × m0 × Sст / Lw1 ,

где m0 = 4p×10-7 Гн/м. – магнитная постоянная.

Основные расчетные соотношения элементов силовой части преобразователей приведены в таблице 7.

2.4.4. Порядок расчета элементов силовой части преобразователя

Исходя из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения Uвых.m , определяем требуемое значение выходной емкости Сн.

Выбираем стандартный конденсатор по таблицам П.4., П.5. или П.6. [3] и рисункам П.1…П.4. При этом необходимо выбирать конденсатор так, чтобы

Таблица 7

№п/п

Параметр

Схемы рис. 2, 3

Схемы рис. 4, 5

Схема рис. 6

Схема рис. 7

DIL

U0(1–gмин)/(L×fn)

U0(1–gмин)/(fn×× Lw1)

–

U0(1–gмин)/ (L×fn)

DIL1

–

gмин Uвх. макс/ (fn×L1)

–

DIL2

–

U0(1–gмин)/(fn×L2)

–

CН

U0(1–gмин)/(16×L× Uвых.m)

gмакс×I0 макс/(2Uвых.m× fn)

U0(1–gмин)/(16×L2× Uвых.m)

U0(1–gмин)/(16×L×Uвых.m)

С1

–

Uвх.×I0 макс×gмакс×/(fn×Uвх.мин×DUc1)

–

С2

–

I0 макс×gмакс/(fn× DUc2)

–

Iк1 макс

(I0 макс+DIL/2) /h

[I0макс/(1–×gмакс)+ DIL1/2]/ h

U0 ×I0 макс /(h×Uвх.мин)+DIL1/2+( I0 макс+DIL2/2) ×

(I0 макс+DIL/2) ×/hЗдесь: Iк1 макс = Iк2 макс

Uкэ1 макс

Uвх.макс(1+W1/Wp),где: W1/Wp= gмакс/(1–gмакс)

Uвх. макс+ U0/

Uвх. макс/(1–gмин)

Uвх. макс

Рк

I0 макс××Uкэ нас×gмакс+0,5fn×Uкэ 1макс×Iк1макс(tвкл.+tвыкл.) + gмакс×Кнас ×Uбэ нас× Iк1макс/h21мин.

Iк1макс×Uкэ нас ×gмакс +0,5fn×Uкэ 1макс×Iк макс(tвкл.+tвыкл.)+ gмакс×Кнас×Uбэ нас× Iк1макс/(2 h21мин.)

IVD1 макс

I0 макс+DIL/2

I0 макс/(1–×gмакс) +DIL/2

(U0×I0.макс/(h×Uвх.мин)+DIL1/2)/+I0 макс+DIL2/2

–

UVD1 макс

Uвх. макс×

U0/gмин

Uвх. макс×/(1–gмин)

–

PVD1

Uпр×I0макс/(1–×gмин) +fn×UVD1 макс×IVD1макс×0,01/fпред

IVD1×Uпр(1–×gмин)+fn×UVD1макс× IVD1макс×0,01/fпред

–

емкость была больше или равна расчетному значению, номинальное напряжение Uраб. больше или равно 1,5 U0, а допустимая величина пульсации на частоте преобразования (для схемы рисунка 7 на двойной частоте преобразования) больше Uвых. m . В противном случае следует выбирать Сн на большее рабочее напряжение, либо переходить к другому типу конденсатора.

Пример записи: Конденсатор К50-29-16В-68мкф±20%.

Для конденсаторов К50-29 и К50-35 (таблица П.4.) указана амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения в вольтах или процентах от номинального напряжения для частоты 50 Гц. Для других частот она не должна превышать значений, вычисленных по формуле

Uf = Uf50· К,

где Uf50 – амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения на частоте 50 Гц при температуре 40°С;

К – коэффициент снижения амплитуды переменной составляющей пульсирующего напряжения в зависимости от частоты (рисунок П.1).

Для конденсатора К50-53 (таблица П.5.) указан допустимый пульсирующий ток частоты 100 Герц — I (100Гц), который можно пересчитать в напряжение пульсаций такой же частоты:

U(100Гц) = I (100Гц)/(2p·100· Сн).

Зависимость допустимого действующего значения тока от частоты представлена на рисунке П.2. Пульсации напряжения более высокой частоты f находим по формуле:

Uf = K· U(100Гц) · 100/f,

где K = If / I (100Гц).

Очевидно, что для выбранного типа конденсатора Uf должно быть больше или равно Uвых. m.

Для конденсаторов К53-14 и К53-22 (таблица П.6) указывается амплитуда переменной составляющей напряжения пульсаций, но её зависимость от частоты отличается от рассмотренных ранее и отображается на рисунках П.3.

(К53-14) и П.4 (К53-22).

Для схемы рисунка 6 при определении значения емкостей конденсаторов С1 и С2 следует задаться значениями DUc1 и DUc2(DUc1£0,1Uвх; DUc2£0,1U0). Затем по таблицам П.4…П.6. или по справочнику [1], [7] выбираем с учетом вышеизложенных рекомендаций стандартные конденсаторы, при этом следует иметь в виду, что Uc1 раб ³ 1,5 Uвх. макс.; Uc2 раб ³ 1,5 U0.

Определяем приращение тока дросселя (для схемы рисунка 6 DIL1, DIL2).
По ранее выбранному значению КПД преобразователя определяем значение максимального тока коллектора Iк1 макс транзистора VT1 (транзисторов VT1, VT2, для схемы рисунка 7).
По выражениям таблицы 7 определяем максимальное значение напряжения на закрытом транзисторе Uкэ1 макс. Для схемы рисунка 2 величина

W1 / Wp находится из соотношения W1 / Wp = gмакс / (1-gмакс).

По вычисленным значениям Iк1 макс, Uкэ1 макс и заданной частоте преобразования fn из таблиц П.7, П.8 выбираем тип транзистора [1], [7].

При выборе биполярного транзистора необходимо, чтобы

Uкэ макс ³ 1,2Uкэ1 макс; Iк ³ Iк1 макс; tсп £ (0,05…0,1) / fn.

Для выбранного типа биполярного транзистора определяем значения напряжения коллектор-эмиттер в режиме насыщения Uкэ нас. Напряжение база-эмиттер насыщения принимаем равным U бэ нас » 0,8 В. Время выключения транзистора tвыкл = t рас + tсп, где t рас – время рассасывания неосновных носителей в полупроводниковой структуре, tсп – время спада. При отсутствии каких -либо данных, принимаем tсп = tвкл = t рас .

При выборе полевого транзистора из таблицы П.8 необходимо, чтобы

UСИ ³ 1,2 U кэ1 макс; Ic макс > Iк1 макс.

Для выбранного типа полевого транзистора определяем сопротивление сток-исток в открытом состоянии (R си откр).

В случае выбора биполярного транзистора, задавшись коэффициентом насыщения Кнас = 1,2…1,3, определяем по выражению таблицы 7 максимальное значение мощности Рк, рассеиваемой транзистором. Убеждаемся в возможности использования выбранного транзистора по мощности при заданной температуре окружающей среды из условия Рк макс > 1,2 Рк. Если последнее неравенство не выполняется, то необходимо предусмотреть параллельное соединение нескольких транзисторов либо выбрать другой тип транзистора.

Для полевого транзистора максимально допустимая мощность определяется выражением

Рст макс = I2с макс Rси отр .

Используя данные таблицы П.8 (Рмакс) проверяем возможность использования по мощности выбранного типа транзистора из условия Рмакс > Р ст макс.

На основании выражений таблиц 7 и 8 определяем параметры диодов VD1, VD2: среднее и максимальное значения тока диодов IVD1 макс, IVD2 макс, максимальное обратное напряжение на диодах UVD1 макс, UVD2 макс. Из таблиц П.9, П.10 или справочника [5] выбираем тип диодов VD1, VD2. Находим мощность, рассеиваемую на диодах — PVD1, PVD2.

8.Исходя из заданного значения нестабильности выходного напряжения d, определяем требуемый коэффициент передачи в контуре регулирования:

Таблица 8

№п/п

Параметр

Выходной выпрямитель

Схемы рис. 2, 3

Схемы рис. 4, 5

Схема рис. 6

Схема рис. 7

IVD2 макс = IVDB макс

Однополупериодный

I0 макс+DIL/2

–

Мостовой и двухполупериодный

–

I0 макс+ DIL/2

UVD2макс=UVDB макс

Однополупериодный

Uвх. макс×W2/Wp

–

Мостовой

–

U0 /gмин

Двухполупериодый

–

2U0 /gмин

IПР. CР = IПР.VDB

Однополупериодный

I0 макс/2

–

Мостовой и двухполупериодный

–

I0 макс/2

PVD2 = PVDB

Однополупериодный

Uпр×I0 макс×gмакс+fn×UVD2 макс×IVD2макс× 0,01/fпред

–

Мостовой идвухполупериодный

–

Uпр×Iпр.ср.+fn×UVD2макс×IVD2макс× 0,01/fпред

2.4.5. Расчет сетевого выпрямителя

На основании своего варианта задания выбираем схему сетевого выпрямителя (см. рисунок 8).
Находим среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя Iвх = n21×I0 макс×gмакс .

По формулам таблицы 9 определяем требуемые параметры вентилей

Iв ср, Uобр и , fд.

Таблица 9
Основные формулы для расчета выпрямителей

с емкостным характером нагрузки

Схемавыпрямления

Среднийвыпрямленный ток диодаIв ср

Импульсное обратное напряжение диодаUобр и

Рабочаячастотадиодаfд

Рис. 8, а

Iвх/2

Uвх max

2fc

Рис. 8, б

Iвх/3

2Uвх max

3fc

Рис. 8, в

Iвх/3

Uвх max

6fc

Из справочника или по таблицам П.9, П.10 выбираем диоды для сетевого выпрямителя по условиям:

Iпр ср ³ Iв ср

Uобр макс ³ Uобр и

fпред ³ fд.

Для выбранного типа диода выписываем максимальное значение тока при работе на ёмкость (Iпр. уд.) и рассчитываем величину резистора Rогр:

По таблице 10 или справочной литературе [8] выбираем тип и номинал резистора для Rогр. При этом во избежание резкого снижения к.п.д. устройства должно выполняться условие:

В случае его невыполнения необходимо выбрать диод с большим ударным током.

Пример записи: Резистор С2-23-0,5-8,2 Ом ± 5%.
Таблица 10
Ряды номиналов сопротивлений резисторов

DR, %

Rном , Ом (кОм; МОм; Гом); х 10; х 100

±5

1,0; 1,1; 1,2; 1,3; 1,5; 1,6; 1,8; 2,0; 2,2; 2,4; 2,7; 3,0; 3,3; 3,6; 3,9; 4,3; 4,7; 5,1; 5,6; 6,2; 6,8; 7,5; 8,2; 9,1

±10

1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,2; 2,7; 3,3; 3,9; 4,7; 5,6; 6,8; 8,2

±20

1,0; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8

По формуле из раздела 2.3, приняв kа =0,1…0,05 находим величину емкости сглаживающего фильтра Сф.
По справочнику [3] или таблицам П4…П6. выбираем тип и номинал конденсатора удовлетворяющий требованиям:

Сном ³ Сф

U ном ³ kз× Uвх макс,

где kз = 1,2…1,3 – коэффициент запаса по напряжению.

При выборе конденсатора следует учитывать диапазон рабочих температур, а также тот факт, что конденсатор Сф будет разряжаться короткими импульсами тока с частотой fn. Собственная внутренняя индуктивность конденсатора должна быть минимальной, поэтому параллельно электролитическому конденсатору Сф подключают конденсатор малой емкости (0,5…0,01) мкф керамический, пленочный или бумажный.

Выбранный типономинал конденсатора следует проверить на допустимый уровень пульсаций на частоте p×fc и при необходимости либо взять конденсатор с более высоким рабочим напряжением, либо соединить параллельно несколько конденсаторов меньшей емкости, которые допускают более высокий уровень пульсаций.

2.5. Заключение.

Составляем принципиальную схему рассчитанного устройства и перечень элементов согласно требованиям ЕСКД.

Список литературы

Березин О.К. и др. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. – М.: «Три Л», 2000. – 400 с.
Электропитание устройств связи: Учебник для вузов / А.А. Бокуняев, В.М. Бушуев, А.С. Жерненко и др. Под ред. Ю.Д. Козляева. – М.: Радио и связь, 1998. – 328 с.: ил.
Конденсаторы оксидно-элктролитические К50-24…К50-53. Справочник.-СПб.: Издательство РНИИ «Электростандарт», 1996, 208 с.: ил.
Прянишников В.А. Электроника: Курс лекций. — СПб.: Корона принт, 1998. — 400с.
Полупроводниковые приборы. Диоды выпрямительные, стабилитроны, тиристоры: Справочник/ А.Б. Гитцевич, А.А. Зайцев, В.В. Мокряков и др. Под ред. А.В. Голомедова. — М.: КубК-а,1996. — 528 с.
Электромагнитные элементы радиоэлектронной аппаратуры: Справочник/ Ю.С. Русин, И.Я. Гликман, А.Н. Горский. — М.: Радио и связь, 1991. — 224 с.
Перельман Б.Л. Полупроводниковые приборы. Справочник. – “СОЛОН”, “МИКРОТЕХ”, 1996 г. – 176 c.: ил.
Устройства электропитания бытовой РЭА: Справочник/ И.Н. Сидоров, М.Ф. Биннатов, Е.А. Васильев. — М.: Радио и связь, 1991. – 472 с.

Приложения

Таблица П.1

Параметры броневых ферритовых магнитопроводов

для силовых трансформаторов ИВЭП

Типмагнитопровода

Размеры, мм

Sст Sок, см4

Маркаферрита

Sст, см2

Lср,мм

Масса магнитопровода,Мф, г

Ш 5х5

6,5

0,13

2000НМ1

0,3

3,7х2

Ш 6х6

0,29

2000НМ1

0,42

6,22х2

Ш 7х7

9,5

0,56

3000НМС

0,62

11,75х2

Ш 8х8

11,5

1,2

2500НМС1

0,69

13,6х2

Ш 10х10

2,08

2000НМ1

1,0

22,2х2

Ш 12х15

4,86

3000НМС

1,8

46х2

Ш 16х20

13,37

3000НМС2500НМС2

3,2

123

104х2

Ш 20х28

29,6

2000НМ1

5,7

144

223х2

Таблица П.2

Параметры тороидальных ферритовых магнитопроводов

Типоразмер магнитопро-вода

Размеры , мм a b d D

Средняя длина магнитной силовой линии,l c, см

SоSc, см4

Масса магнито-проводаG, г

Площадь окна магнито-провода S0, см2

К 5х2х1,5

1,5

1,1

0,0007

0,14

0,031

К 5х3х1,5

1,5

1,26

0,001

0,12

0,07

К7х4х1,5

1,5

1,73

0,0028

0,24

0,125

К7х4х2

1,5

1,73

0,0038

0,32

0,125

К 20х6х2

2,51

0,012

0,59

0,282

К10х6х3

2,51

0,017

1,86

0,282

К10х6х4,5

4,5

2,51

0,025

1,3

0,282

К12х5х5,5

3,5

5,5

2,67

0,038

2,83

0,196

К12х8х3

3,14

0,03

1,12

0,502

К16х8х6

3,77

0,12

4,9

0,501

К16х10х4,5

4,5

4,08

0,105

3,1

0,785

К20х10х5

4,71

0,196

6,4

0,785

К20х10х6

5,03

0,271

6,7

1,13

К28х16х9

6,91

1,085

2,01

К32х16х8

7,54

1,286

2,01

К32х20х9

8,17

1,696

3,14

К40х25х7,5

7,5

10,2

2,759

4,91

К40х25х11

7,5

10,2

4,05

4,91

К45х28х8

8,5

11,47

4,182

6,15

К45х28х12

8,5

11,47

6,273

6,15

Таблица П.3

Номинальные данные обмоточных проводов круглого сечения

Диаметр по меди,[мм]

Площадь сечения меди,[мм2]

Диаметр с изоляцией, [мм]

Погонноесопротивление, (Ом×м)

Диаметр по меди,[мм]

Площадь сечения меди,[мм2]

Диаметр с изоляцией, [мм]

Погонноесопротивление, (Ом×м)

ПЭВ-2ПЭТВ

ПНЭТ – имид

ПСК, ПСДК

ПЭЛШО

ПЭВ-2ПЭТВ

ПНЭТ – имид

ПСК, ПСДК

ПЭЛШО

0.05

0.00196

0.08

—

0.14

9.169

0.64

0.3217

0.72

0.69

0.90

0.77

0.0538

0.06

0.00283

0.09

—

0.15

6.367

0.67

0.3526

0.75

0.72

0.93

0.80

0.0488

0.07

0.00385

0.10

—

0.16

4.677

0.69

0.3739

0.77

0.74

0.95

0.82

0.0461

0.08

0.00503

0.11

—

0.17

3.580

0.72

0.4072

0.80

0.77

0.99

0.87

0.0423

0.09

0.00636

0.12

—

0.18

2.829

0.74

0.4301

0.83

0.80

1.01

0.89

0.0400

0.10

0.00785

0.13

0.125

—

0.19

2.291

0.77

0.4657

0.86

0.83

1.04

0.92

0.0370

0.11

0.00950

0.14

0.135

—

0.20

1.895

0.80

0.5027

0.89

0.86

1.07

0.35

0.0342

0.12

0.01131

0.15

0.145

—

0.21

1.591

0.83

0.5411

0.92

0.89

1.10

0.98

0.0318

0.13

0.01327

0.16

0.155

—

0.22

1.356

0.86

0.5809

0.95

0.92

1.13

1.01

0.0297

0.14

0.01539

0.17

0.165

—

0.23

1.169

0.90

0.6362

0.99

0.96

1.17

1.05

0.0270

0.15

0.01767

0.19

0.180

—

0.24

1.018

0.93

0.6793

1.02

0.99

1.20

1.08

0.0253

0.16

0.02011

0.20

0.190

—

0.25

0.895

0.96

0.7238

1.05

1.02

1.23

1.11

0.0238

0.17

0.02270

0.21

0.20

—

0.26

0.793

1.00

0.7854

1.11

1.06

1.29

1.16

0.0219

0.18

0.02545

0.22

0.21

—

0.27

0.707

1.04

0.8495

1.15

1.12

1.33

1.20

0.0202

0.19

0.02835

0.23

0.22

—

0.28

0.635

1.08

0.9161

1.19

1.16

1.37

1.24

0.0188

0.20

0.03142

0.24

0.23

—

0.30

0.572

1.12

0.9852

1.23

1.20

1.41

1.28

0.0175

0.21

0.03464

0.25

0.24

—

0.31

0.520

1.16

1.0568

1.27

1.24

1.45

1.32

0.0163

0.23

0.04155

0.28

0.27

—

0.33

0.433

1.20

1.1310

1.31

1.28

1.49

1.36

0.0152

0.25

0.04909

0.30

0.29

—

0.35

0.366

1.25

1.2272

1.36

1.33

1.54

1.41

0.0140

0.27

0.05726

0.32

0.31

—

0.39

0.315

1.30

1.3270

1.41

1.38

1.59

1.46

0.0132

0.29

0.06605

0.34

0.33

—

0.41

0.296

1.35

1.4314

1.46

—

1.64

1.5

0.0123

0.31

0.07548

0.36

0.35

0.55

0.43

0.239

1.40

1.5394

1.51

—

1.69

1.56

0.0113

0.33

0.08553

0.38

0.37

0.57

0.45

0.210

1.45

1.6513

1.56

—

1.74

1.61

0.0106

0.35

0.09621

0.41

0.39

0.59

0.47

0.187

1.50

1.7672

1.61

—

1.79

1.68

0.00993

0.38

0.1134

0.44

0.42

0.62

0.50

0.152

1.56

1.9113

1.67

—

1.85

1.74

0.00917

0.41

0.1320

0.47

0.45

0.65

0.53

0.130

1.62

2.0612

1.73

—

1.91

—

0.00850

0.44

0.1521

0.50

0.48

0.68

0.57

0.113

1.68

2.217

1.79

—

1.98

—

0.00791

0.47

0.1735

0.53

0.51

0.71

0.60

0.0993

1.74

2.378

1.85

—

2.04

—

0.00737

0.49

0.1886

0.55

0.53

0.73

0.62

0.0914

1.81

2.573

1.93

—

2.11

—

0.00681

0.51

0.2043

0.58

0.56

0.77

0.64

0.0840

1.88

2.776

2.00

—

2.18

—

0.00631

0.53

0.2206

0.60

0.58

0.79

0.66

0.0781

1.95

2.987

2.07

—

2.25

—

0.00587

0.55

0.2376

0.62

0.60

0.81

0.68

0.0725

2.02

3.205

2.14

—

2.32

—

0.00547

0.57

0.2552

0.64

0.62

0.83

0.70

0.0675

2.10

3.464

2.23

—

2.40

—

0.00506

0.59

0.2734

0.66

0.64

0.85

0.72

0.0630

2.26

4.012

2.39

—

2.62

—

0.00437

0.62

0.3019

0.69

0.67

0.88

0.75

0.0571

2.44

4.676

2.57

—

2.80

—

0.00375

Таблица П.4
Конденсаторы алюминиевые оксидно-электролитические

Номинальное напряжение,В

Тип конденсатора

К 50-29

К 50-35

Номинальная емкость, мкФ

Амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения частоты 50 Гц, % от UН

Номинальная емкость, мкФ

Допускаемая амплитуда переменной синусоидальной составляющей пульсирующего напряжения, В

6,3

47, 68, 100, 150, 220, 330, 470

47, 68, 100, 150, 220

1,575

1000, 2200

470, 1000

1,26

4700

2200

0,945

4700

0,63

10 000

0,7

33, 47

47, 68, 100, 150, 220

100, 150, 220, 330, 470, 680, 1000

3,2

470

2200

2,4

1000

4700

0,8

2200

6,25

22, 47, 68, 100

47, 68, 100, 150, 220

220

470, 1000

3,75

470

2200

2,5

1000, 2200

4700

1,2

—

47, 68, 100, 150, 220, 330, 470

1000

4,7

10, 22

9,45

47, 68, 100, 150, 220, 330, 470

6,3

47, 100

1000

2,52

220

2200

2,5

470

1000

100

2,2

4,7

2,2; 3,3; 4,7

10, 22

47, 100

220

160

104,7

1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22

10, 22

12,8

100

9,6

250

—

100, 220

300

4,7; 6,8; 10; 15; 22

—

10, 22

25,2

315

—

18,9

100, 220

17,5

330

350

2.2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22

—

450

2,2

4,7

Конденсаторы типа К 50-29

Конденсаторы типа К 50-35

Рисунок П.1- Зависимость коэффициента снижения амплитуды

переменной составляющей пульсирующего напряжения от частоты

Таблица П.5
Конденсаторы алюминиевые оксидно-электролитические
К 50-53

Номинальное напряжение, В

Номинальная емкость, мкФ

Номинальный пульсирующий ток при 100 Гц, мА

Номинальное напряжение, В

Номинальная емкость, мкФ

Номинальный пульсирующий ток при 100 Гц, мА

Номинальное напряжение, В

Номинальная емкость, мкФ

Номинальный пульсирующий ток при 100 Гц, мА

6,3

100

220

100

470

144

220

162

100

143

1000

269

470

286

220

253

2200

475

1000

500

470

448

4700

563

2200

921

1000

805

10 000

1274

4700

1680

2200

1400

15 000

1680

100

2,2

3,3

4,7

100

112

100

104

220

190

100

182

220

147

220

326

470

335

470

592

470

246

1000

1120

1000

596

160

1000

433

2,2

2200

1134

4,7

2200

767

4700

1826

4700

1323

151

10 000

1820

100

274

Конденсаторы К50-53

Рисунок П.2 — Зависимость эффективного тока от частоты

Таблица П.6.

Номинальное напряжение,В

Тип конденсатора

К 53-14

К 53-22

Номинальная емкость, мкФ

3,2

—

1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47; 68; 100

6,3

0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47; 68; 100

1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47; 68

0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47

0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33; 47

0,068; 0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33

0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22; 33

0.047; 0,068; 0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15; 22

—

0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15

0,033; 0.047; 0,068; 0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10; 15

—

0,15; 0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8; 10

—

0,1; 0,15; 0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8

—

0,1; 0,15; 0,22; 0,33 0,47; 0,68; 1; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7

Конденсаторы К 53-14

Рисунок П3 – Зависимость допустимой амплитуды напряжения переменной составляющей пульсирующего тока от частоты: 1) (0,1…10) мкФ ´ 6,3 В; (0,1…6,8) мкФ ´ 10 В; 2) (0,068… 4,7) мкФ ´ 16 В; (0,047 …3,3) мкФ ´ 20 В; (15 …100) мкФ ´ 6,3 В; (10… 33) мкФ ´ 10 В; 3) (0,033 …3,3) мкФ ´ 30 В;

(6,8 …2,2) мкФ ´ 16 В; (4,7… 22) мкФ ´ 20 В; 4) (4,7… 15) мкФ ´ 30 В.

Конденсаторы K 53-22

Рисунок П4 — Зависимость допустимой амплитуды напряжения импульсного тока от частоты и длительности фронтов, номинальной емкости и номинального напряжения (UН=1,4 В при СН=6,8 мкФ, Uн = 6,3 В. f = 103 Гц, τф = 10 — 4 с).

Транзисторы биполярные переключательные

с рассеиваемой мощностью более 1.5 Вт

Принятые обозначения:

Iк – максимально допустимый постоянный ток коллектора;

Iк макс имп – максимально допустимый импульсный ток коллектора;

Uкэ макс – максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер;

U кэ нас – напряжение насыщения коллектор-эмиттер;

h21 – статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером;

ti – время: Р – рассасывания, В – включения. Ы – выключения,

С –спада импульса.

Типтранзистора

Типпроводимости

Iк(Iк макс имп), А

Uкэ макс,(Uкэ нас ), В

Pк макс ,Вт

h21

ti,мкС

2Т506А

n-p-n

2(5)

800(0,6)

30…150

2,5P

2T506Б

n-p-n

2(5)

600(0,6)

30…150

3,5P

2T812A

n-p-n

10(17)

700(2,5)

5…30

1,3C

2T812Б

n-p-n

10(17)

500(2,5)

5…30

1,3C

2T818A

p-n-p

15(20)

100(1)

2,5Ы

2T818Б

p-n-p

15(20)

80(1)

2,5Ы

2Т818В

p-n-p

15(20)

60(1)

2,5Ы

2Т819А

n-p-n

15(20)

100(1)

2,5Ы

2Т819Б

n-p-n

15(20)

80(1)

2,5Ы

2Т819В

n-p-n

15(20)

60(1)

2,5Ы

2Т827А

n-p-n

20(40)

100(2)

125

750…18000

4,5Ы

2Т827Б

n-p-n

20(40)

80(2)

125

750…18000

4,5Ы

2Т827В

n-p-n

20(40)

60(2)

125

750…18000

4,5Ы

2Т830А

p-n-p

2(4)

30(0,6)

25…55

0,8В

2Т830Б

p-n-p

2(4)

50(0,6)

25…55

0,8В

2Т830В

p-n-p

2(4)

70(0,6)

25…55

0,8В

2Т830Г

p-n-p

2(4)

90(0,6)

20…50

0,8В

2Т831А

n-p-n

2(4)

30(0,6)

25…200

0,8В

2Т831Б

n-p-n

2(4)

50(0,6)

25…200

0,8В

2Т831В

n-p-n

2(4)

70(0,6)

25…200

0,8В

2Т831Г

n-p-n

2(4)

90(0,6)

20…150

0,8В

2Т841А

n-p-n

10(15)

600(1,5)

12…45

1,2Р

2Т841Б

n-p-n

10(15)

400(1,5)

12…45

1,2Р

2Т847А

n-p-n

15(25)

650(1,5)

125

8…25

0,8С

Продолжение таблицы П.7

Типтранзистора

Типпроводимости

Iк(Iк макс имп), А

Uкэ макс,(Uкэ нас ), В

Pк макс ,Вт

h21

ti,мкС

2Т847Б

n-p-n

15(25)

650(1,5)

125

3Р

2Т848А

n-p-n

400(2)

fгр=3МГц

2Т856А

n-p-n

10(12)

950(1,5)

10…30

2Р

2Т856Б

n-p-n

10(12)

750(1,5)

10…60

2Р

2Т862А

n-p-n

15(30)

250(2)

10…100

1Р

2Т862Б

n-p-n

15(25)

250(2)

10…100

1Р

2Т862В

n-p-n

10(15)

350(1,5)

12…50

2Р

2Т862Г

n-p-n

10(15)

400(1,5)

12…50

2Р

2Т866А

n-p-n

20(20)

160(1,5)

15…100

0,1С

2Т867А

n-p-n

25(40)

300(1,2)

100

12…100

1,3Р

2Т878А

n-p-n

25(30)

800(1,5)

100

12…50

2,5Р

2Т878Б

n-p-n

25(30)

800(1,5)

100

12…50

2,5Р

2Т878В

n-p-n

25(30)

600(1,5)

100

12…50

2,5Р

2Т885А

n-p-n

40(60)

400(2,2)

150

2Р

2Т885Б

n-p-n

40(60)

500(2,5)

150

2Р

2Т887А

p-n-p

2(5)

700(1,4)

20…120

(0,7…5) Р

2Т887Б

p-n-p

2(5)

600(1,4)

20…120

(0,7…5) Р

2Т888А

p-n-p

0,1(0,2)

900(1)

30…120

1,5Р

2Т888Б

p-n-p

0,1(0,2)

600(1)

30…120

1,5Р

2Т892А

n-p-n

15(30)

400(1,8)

100

300

5Ы

2Т892Б

n-p-n

15(30)

350(1,8)

100

300

5Ы

Таблица П.8
Параметры полевых переключательных транзисторов
с рассеиваемой мощностью более 2 Вт

Принятые обозначения:

Uск макс – максимально допустимое постоянное напряжение сток-исток;

Iс макс – ток стока;

Rси откр – сопротивление сток-исток в открытом состоянии;

Рмакс – максимально допустимая мощность рассеивания.

Типприбора

Типпроводимости

Uси ,

В

Iс макс,

А

Rсн откр,

Ом

Рмакс,

Вт

2П701А

500

5…17

3,5

17,5

2П701Б

400

2,8

КП702А

300

8…16

17,5

2П703А

150

12…25

1,1

2П703Б

0,9

КП704А

180

0,35

КП704Б

0,5

КП705А

1000

5,4

4,3

КП705Б

800

5,4

3,3

КП705В

800

5,4

3,3

2КП706А

500

0,8

2П706Б

400

0,5

2П706В

400

0,65

КП707А

400

КП707Б

600

КП707В

800

КП707Г

700

2,5

КП707Д

500

1,5

КП707Е

750

5,0

КП709А

600

КП709Б

600

2,5

2П802А

СИТ

500

2,5

2П803А

1000

2,6

2П803Б

800

4,5

2П804

0,45

КП805А

600

2,0

КП805Б

600

2,5

КП805В

500

2,0

КП809А

400

0,3

КП809Б

500

200

0,6

КП809В

600

1,2

КП809Г

700

1,5

КП809Д

800

1,8

КП809Е

750

2,5

Продолжение таблицы П.8

Типприбора

Типпроводимости

Uси ,

В

Iс макс,

А

Rси откр,

Ом

Рмакс,

Вт

КП810А

СИТ

650

0,2

КП810Б

СИТ

650

КП810В

СИТ

700

КП812А

0,03

КП813А

200

0,12

КП813Б

200

0,18

2П815А

400

0,3

2П815Б

500

0,8

2П815В

400

0,5

2П815Г

500

1,0

2П816А

800

2П816Б

800

2П816В

1000

1,2

2П816Г

1000

1,2

КП921А

0,13

2П922А

100

0,2

2П922Б

0,4

2П926А

СИТ

450

16,5

0,1

2П926Б

СИТ

400

2П934А

СИТ

450

0,07

КП946А

СИТ

300

0,15

КП946Б

СИТ

200

КП948А

СИТ

400

0,15

КП948Б

СИТ

300

КП948В

СИТ

350

КП948Г

СИТ

250

КП953А

СИТ

450

0,06

КП953Б

СИТ

300

КП953В

СИТ

450

КП953Г

СИТ

300

КП954А

СИТ

0,03

КП954Б

СИТ

КП954В

СИТ

0,02

КП954Г

СИТ

КП955А

СИТ

400

0,05

КП955Б

СИТ

200

0,04

КП956А

СИТ

350

0,4

КП956Б

СИТ

200

КП957А

СИТ

400

0,6

КП957Б

СИТ

250

Таблица П.9
Диоды выпрямительные и наборы диодов со средним значением прямого тока не более 10А

Принятые обозначения в таблицах П.9, П.10:

Uобр макс – максимально допустимое постоянное (импульсное) обратное напряжение; Iпр, ср макс, – максимально допустимый средний прямой ток; Iпр, уд, – ударный прямой ток; fпред. – предельная частота.

Тип диода

Uобр макс,В

Iпр, ср макс,А

Iпр, уд,А

fпред.кГц

2Д203А

420(600)

100

2Д203Б

560(800)

2Д203В

560(800)

2Д203Г

700(1000)

2Д203Д

700(1000)

2Д204А

400(400)

0,4

2Д204Б

200(200)

0,6

2Д204В

50(50)

2Д206А

400

100

2Д206Б

500

2Д206В

600

2Д210А

800

2Д210Б

800

2Д210В

1000

2Д210Г

1000

2Д212А

200(200)

—

100

2Д212Б

100(100)

2Д213А

200(200)

100

2Д213Б

200(200)

2Д213В

100(100)

2Д213Г

100(100)

2Д219А

15(15)

250

200

2Д219Б

20(20)

2Д220А

400(400)

2Д220Б

600(600)

2Д220Д

800(800)

2Д220Г

1000(1000)

2Д220Д

400(400)

2Д220Е

600(600)

2Д220Ж

800(800)

2Д220И

1000(1000)

2Д222АС

20(20)

—

200

2Д222БС

30(30)

2Д222ВС

40(40)

2Д222ГС

20(20)

2Д222ДС

30(30)

2Д222ЕС

40(40)

Продолжение таблицы П.9

Тип диода

Uобр макс, В

Iпр, ср макс, А

Iпр, уд, А

fпред. кГц

2Д230А

400(400)

2Д230Б

600(600)

2Д230В

800(800)

2Д230Г

1000(1000)

2Д230Д

400(400)

2Д230Е

600(600)

2Д230Ж

800(800)

2Д230И

1000(1000)

2Д230К

100(100)

2Д230Л

200(200)

2Д231А

150

—

200

2Д231Б

200

2Д231В

150

2Д231Г

200

2Д234А

100(100)

—

2Д234Б

200(200)

2Д234В

400(400)

2Д236А

600(600)

100

2Д236Б

800(800)

2Д237А

100(100)

300

2Д237Б

200(200)

2Д238АС

25(25)

7,5

200

2Д238БС

35(35)

2Д238ВС

45(45)

2Д245А

400(400)

100

200

2Д245Б

200(200)

2Д251А

—

200

2Д251Б

2Д251В

100

2Д251Г

2Д251Д

2Д251Е

100

2Д253А

800(800)

100

2Д253Б

800(800)

100

2Д253В

600(600)

100

2Д253Г

660(600)

2Д253Д

400(400)

2Д253Е

400(400)

2Д254А

1000(1000)

150

2Д254Б

800(800)

2Д254В

600(600)

2Д254Г

400(400)

2Д255А-5

60(60)

1000

2Д255Б-5

80(80)

2Д255В-5

100(100)

Таблица П.10

Диоды выпрямительные

со средним значением прямого тока более 10 А

Тип диода

Uобр макс,В

Iпр, ср макс,А

Iпр, уд,А

fпред.кГц

2Д239А

100(100)

20(80)

500

2Д239Б

150(150)

2Д239В

200(200)

2Д2990А

600(600)

20(100)

200

2Д2990Б

400(400)

2Д2990В

200(200)

2Д2997А

200(250)

30(100)

100

2Д2997Б

100(200)

2Д2997В

50(100)

2Д2999А

200(250)

20(100)

100

2Д2999Б

100(200)

2Д2999В

50(100)

2Д252А

80(80)

10…200

2Д252Б

100(100)

2Д252В

120(120)

2Д2995А

50(50)

20…200

2Д2995Б

70(70)

2Д2995В

100(100)

2Д2995Г

150(150)

2Д2995Д

200(200)

2Д2995Е

100(100)

10…200

2Д2995Ж

150(150)

2Д2995И

200(200)

2Д2998А

600

200

2Д2998Б

2Д2998В

2Д4103-100

20…150

100

2Д4103-125

125

2ДШ112-32Х

20,30,40

2ДШ112-40Х

2ДШ112-50Х

2ДШ112-63Х

Юрий Дмитриевич Козляев
Лариса Геннадьевна Рогулина

Александр Михайлович Сажнев
ЭЛЕКТРОПИТАНИЕ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ СВЯЗИ
(Задание и методические указания

по выполнению контрольной работы)